UDK 621.3:(53+54+621 +66)(05)(497.1 )=00 ISSN 0352-9045 Strokovno društvo za mikroelektroniko elektronske sestavne dele in materiale Strokovna revija za mikroelektroniko, elektronske sestavne dele in materiale Journal of Microelectronics, Electronic Components and Materials UDK 621,3:(53+54+621 +66)(05)(497.1 )=00 ISSN 0352-9045 INFORMACIJE MIDEM 3 o 2001 INFORMACIJE MIDEM LETNIK 31, ŠT. 3(99), LJUBLJANA, SEPTEMBER 2001 INFORMACIJE MIDEM VOLUME 31, NO. 3(99), LJUBLJANA, SEPTEMBER 2001 Revija izhaja trimesečno (marec, junij, september, december). Izdaja strokovno društvo za mikroelektroniko, elektronske sestavne dele in materiale - MIDEM. Published quarterly (march, june, september, december) by Society for Microelectronics, Electronic Components and Materials - MIDEM. Glavni in odgovorni urednik Editor in Chief Tehnični urednik Executive Editor Uredniški odbor Editorial Board Časopisni svet International Advisory Board Naslov uredništva Headquarters Dr. Iztok Sorli, dipl.ing., MIKROIKSd.o.o., Ljubljana Dr. Iztok Šorli, dipl.ing., MIKROIKS d.o.o., Ljubljana Doc. dr. Rudi Babič, dipl.ing., Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Maribor Dr.Rudi Ročak, dipl.ing., MIKROIKS d.o.o., Ljubljana mag.Milan Slokan, dipl.ing., MIDEM, Ljubljana Zlatko Bele, dipl.ing., MIKROIKS d.o.o., Ljubljana Dr. Wolfgang Pribyl, Austria Mikro Systeme International AG, Unterpremstaetten mag. Meta Limpel, dipl.ing., MIDEM, Ljubljana Miloš Kogovšek, dipl.ing., Ljubljana Prof. Dr. Marija Kosec, dipl. ing., Inštitut Jožef Stefan, Ljubljana Prof. dr. Slavko Amon, dipl.ing., Fakulteta za elektrotehniko, Ljubljana, PREDSEDNIK-PRESIDENT Prof. dr. CorClaeys, IMEC, Leuven Dr. Jean-Marie Haussonne, EIC-LUSAC, Octeville Dr. Marko Hrovat, dipl.ing., Inštitut Jožef Stefan, Ljubljana Prof. dr. Zvonko Fazarinc, dipl.ing., CIS, Stanford University, Stanford t Prof. dr. Drago Kolar, dipl.ing., Inštitut Jožef Stefan, Ljubljana Dr. Giorgio Randone, ITALTEL S.I.T. spa, Milano Prof. dr. Stane Pejovnik, dipl.ing., Fakulteta za kemijo in kemijsko tehnologijo, Ljubljana Dr. Giovanni Soncini, University of Trento, Trento Prof.dr. Janez Trontelj, dipl.ing., Fakulteta za elektrotehniko, Ljubljana Dr. Anton Zalar, dipl.ing., ITPO, Ljubljana Dr. Peter Weissglas, Swedish Institute of Microelectronics, Stockholm Uredništvo Informacije MIDEM Elektrotehniška zveza Slovenije Dunajska 10, 1000 Ljubljana, Slovenija tel.: + 386(0)1 51 12 221 fax: + 386(0)1 51 12 217 e-mail: Iztok.Sorli@guest.ames.si http://paris.fe.uni-lj.si/midem/ Letna naročnina znaša 12.000,00 SIT, cena posamezne številke je 3000,00 SIT. Člani in sponzorji MIDEM prejemajo Informacije MIDEM brezplačno. Annual subscription rate is DEM 200, separate issue is DEM 50. MIDEM members and Society sponsors receive Informacije MIDEM for free. Znanstveni svet za tehnične vede I je podal pozitivno mnenje o reviji kot znanstveno strokovni reviji za mikroelektroniko, elektronske sestavne dele in materiale. Izdajo revije sofinanci rajo Ministrstvo za znanost in tehnologijo in sponzorji društva. Scientific Council for Technical Sciences of Slovene Ministry of Science and Technology has recognized Informacije MIDEM as scientific Journal for microelectronics, electronic components and materials. Publishing of the Journal is financed by Slovene Ministry of Science and Technology and by Society sponsors. Znanstveno strokovne prispevke objavljene v Informacijah MIDEM zajemamo v podatkovne baze COBISS in INSPEC. Prispevke iz revije zajema ISI® v naslednje svoje produkte: Sci Search®, Research Alert® in Materials Science Citation Index™ Scientific and professional papers published in Informacije MIDEM are assessed into COBISS and INSPEC databases. The Journal is indexed by ISI® for Sci Search®, Research Alert® and Material Science Citation Index™ Po mnenju Ministrstva za informiranje št.23/300-92 šteje glasilo Informacije MIDEM med proizvode informativnega značaja. Grafična priprava in tisk BIRO M, Ljubljana Printed by Naklada 1000 izvodov Circulation 1000 issues Poštnina plačana pri pošti 1102 Ljubljana Slovenia Taxe Perçue UDK621.3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 Informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana ZNANSTVENO STROKOVNI PRISPEVKI PROFESSIONAL SCIENTIFIC PAPERS H.Ymeri, B.Nauvvelaers, K.Maex: Točen zaključen Izraz za frekvenčno odvisno vzajemno impedanco povezav na izgubni silicijevi tabletki 137 H.Ymeri, B.Nauwelaers, K.Maex: Accurate Closed-form Expression for the Frequency-dependent Mutual Impedance of On-chip Interconnects on Lossy Silicon Substrate A.Dziedzic: Teorija perkolacije in njena uporaba v znanosti o materialih in mikroelektroniki (Drugi del - Poskusi in numerične simulacije) 141 A.Dziedzic: Percolation Theory and its Application in Materials Science and Microelectronics (Part II - Experiments and Numerical Simulations) R.Babič: Dinamika izhodnega signala pri kaskadni obliki Izvedbe nerekurzivnih digitalnih sit 153 R.Babic: The Dynamics of the Output Signal in the Cascade Form Implementation of FIR Digital Filters D.Osebik, R.Babič, B.Horvat: Adaptivna digitalna sita v strukturi porazdeljene aritmetike 160 D.Osebik, R.Babic, B.Horvat: Adaptive Digital Filter Implementation with Distributed Arithmetic Structure F.Mihalič, M.Milanovič: Zmanjšanje prevodnih motenj z naključno PŠM 169 F.Mihalic, M.Milanovic: Conductive Noise Reduction with Randomized PWM J.Mohorko, L.Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih komponent In njena realizacija z virtualnim instrumentom 178 J.Mohorko, L.Mikola: Adaptive Method for the Measurement of Statical Characteristics of Electronic Parts and its Realisation as Virtual Instrument R.Svečko, B.Ratej: Mikrokrmilniški sistem brezkontaktne identifikacije in nadzora pristopa 185 R.Svecko, B.Ratej: Microcontroller Contactless Identification System and Access Control F.S.Balan, Z.Brezočnik: Večkanalni sprejemnik za CDMA z uporabo digitalnega signalnega procesorja in vezja FPGA 191 F.S.Balan, Z.Brezocnik: Multi-channel Receiver for CDMA Using a Digital Signal processor and FPGA Circuit M.Kaiser, Ž.Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente in sistemi 197 M.Kaiser, Z.Cucej: Classification In High Speed Networks: Components and Systems APLIKACIJSKI ČLANKI APPLICATION ARTICLES Vse je lažje z mikrokontrolerji 205 Making it Easy with Microcontrollers MIDEM prijavnica 211 MIDEM Registration Form Slika na naslovnici: Podjetje IskraEMECO ponuja učinkovite rešitve za dereguliran trg električne energije Front page: Company IskraEMECO offers effective solutions for challenges for deregulated market of electric energy VSEBINA CONTENT 37th INTERNATIONAL CONFERENCE ON MICROELECTRONICS, DEVICES AND MATERIALS and the WORKSHOP on OPTOELECTRONIC DEVICES AND APPLICATIONS October 10. - 12. 2001 Bohinj, SLOVENIA PROGRAMME http://paris.fe.uni-lj.si/midem/conf2001/ $ Elektrotehniška vgfcv Slovenia Zveza Slovenije ^¡T Section IEEE UDK621,3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana ACCURATE CLOSED-FORM EXPRESSION FOR THE FREQUENCY-DEPENDENT MUTUAL IMPEDANCE OF ON-CHIP INTERCONNECTS ON LOSSY SILICON SUBSTRATE Hasan Ymeri1, Bart Nauwelaers1, and Karen Maex1,2 1 Katholieke Universiteit Leuven, Department of Electrical Engineering (ESAT), Division ESAT-TELEMIC, Kasteelpark Arenberg 10, B-3001 Leuven-Heverlee, Belgium 2 IMEC, Kapeldreef 75, B-3001 Leuven, Belgium Key words: semiconductors, microelectronics, silicon semiconductor substrates, on-chip interconnects, distributed mutual series impedance, frequency-dependent mutual impedance, lossy silicon substrates, analytic models, mathematical expressions Abstract: A new analytic model is presented (based on the induced current density distribution inside silicon substrate) to calculate the frequency dependent distributed mutual series impedance per unit length for coupled interconnects on lossy silicon substrate in CMOS technology. The proposed analytic model is shown to be very effective for a variety of on-chip interconnect structures in all three modes of propagation (skin-effect, slow-wave, and dielectric quasi-TEM), for both series mutual impedance components (resistance and inductance) over a very wide range of dimension, substrate conductivity, and frequency. The validity of the proposed model has been checked by a comparison with a quasi-TEM spectral domain approach and equivalent-circuit modeling procedure. Točen zaključen izraz za frekvenčno odvisno vzajemno impedanco povezav na izgubni silicijevi tabletki Ključne besede: polprevodniki, mikroelektronika, substrati polprevodniški silicijevi, povezave medsebojne na čipu, impedanca serijska vzajemna porazdeljena, impedanca vzajemna frekvenčno odvisna, substrati silicijevi izgubni, modeli analitični, obrazci matematični Izvleček: V prispevku predstavljamo nov analitičen model (temelji na porazdelitvi gostote induciranih tokov znotraj silicijevega substrata ) za izračun frekvenčno odvisne porazdeljene vzajemne serijske impedance na enoto dolžine v CMOS tehnologiji za sklopljene povezave na izgubnem silicijevem substratu. Izkaže se, daje predlagani model zelo učinkovit za obravnavo različnih struktur povezav na tabletki (čipu) za vse tri načine širjenja signala (skin efekt, počasni - val in dielektrični quasi - TEM ), za obe serijski komponenti vzajemne impedance ( upornost in induktanca ) znotraj širokega intervala dimenzij, prevodnosti substrata in frekvence. Veljavnost predlaganega modela smo preverili s primerjavo s quasi-TEM spektralno metodo in metodo modeliranja nadomestnih vezij. 1. Introduction High frequency RF integrated circuits in CMOS technology are crucial components of today's integrated system. As the density, complexity, and speed of VLSI circuits are continuing to increase, the management of the on-chip interconnects becomes of paramount concern to the IC designer, especially with respect to the internal parasitics parameters immunity/1/. In orderto accomplish this, it is necessary to analyze and model the broadband characteristics /2 - 5, 8/ of the silicon IC interconnects since the signals tend to exhibit both the short rising and falling times. For the case of silicon the effect of high lossy substrate (CMOS technology) on the distributed mutual inductance and resistance per unit length of coupled interconnects has not been modeled well with analytical closed form expressions. In this letter (based on silicon substrate induced current distribution) we suggest an analytical model that can accurately predict frequency dependent mutual inductance and resistance of silicon substrate IC interconnects, with good agreement with the quasi-TEM spectral domain approach and full wave numerical simulation /8/, respec- tively, over a wide range of dimensions, substrate conductivity, and frequency. 2. Analysis In order to investigate the influence of the longitudinal current distribution in the silicon substrate on the mutual inductance and resistance per unit length of the general coupled interconnects, the structure depicted in Fig. 1a,b has been analyzed. To model actual rectangular conductors, we define an equivalent diameter 2neq (i = 1,2) as the mean of the diameter of the circles inscribed in the conductors (2rieq = (Wi + W2). The other geometrical dimensions H, h and s are consequently redefined as Heq = H + (T2-w2)/4, heq = h + (Ti-wi)/4 + (T2-w2)/4 and seq = s + (wi-T-t)/4 + (w2-T2)/4 (see Fig. 1 b). Due to the impressed field that interconnect lines radiates in presence of lossy silicon substrate, an unknown current density Js is induced in the substrate: because of the particular geometry, this current has only the component along the z-axis, which is a function of x and y, namely Js = J (x, 137 H. Ymeri, B. Nauwelaers, K. Maex: Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 137-140 Accurate Closed-form Expression for the Frequency-dependent... y)1 z. Results obtained from the full-wave analysis /2/ have shown that the influence of the finite substrate thickness d can be neglected for practical dimensions (d » wi, s, W). Therefore in the following analysis we have assumed the silicon substrate to be infinitely thick. In order to derive the expression for mutual impedance Zm of coupled interconnects a straight current filament parallel to a silicon semi-space will be first analyzed (see Fig. 1b). In the two regions depicted In Fig. 1 b, the governing equations for the magnetic vector potential is V2Ai = jCüßi(JiAi z =1,2 (a-! = 0) (1) A general solution of eq. (1 ) may be looked for in the form /6/ A, (x, y) = £ [C, ! ( À)eÀy + Cl2 (A)e~Ây ] cos(Ax)dA, for y> 0 (2a) A2{x,y) = ï°°[C2(A)e"'y cos(Ax)dA, for y< 0 JO (2b) where m = (X2 + jœ|i(a + jcos))1/2. The integration coefficients may be determined by imposing, at the interface silicon-SiC>2 (y = 0), the continuity of the tangential components of the magnetic field and of the normal component of the magnetic flux density. The following expressions are then obtained: . /V, +{y-b) 27? + -(.b+yU Ml j»_ 71 0 ¡urA+ -tJA: + jü)ß{(j+ jcoe) ■cos{Ax)dA (3a) The axial electric field intensity along the lossy silicon substrate is Ezs (x, y = 0) = - jcoA{ {x, y = 0) - dV(x,y = 0) dz and at any point (x,y) above the silicon substrate dV(x,y) Eza (*> y) = -j^A 0> y) ■ dz (5) (6) Subtracting eq. (5) from eq. (6), the axial electric field intensity at any point above the lossy silicon substrate can be expressed as Em (x, y) = Ezs (x, y = 0) - j(ü[Ax (x, y) - A, (x, y = 0)] a dz [V(x,y)-V(x,y = 0)] (7) The last term in eq. (7) represents the total scalar voltage drop, in axial z-direction, of the distributed parameter circuit consisting of interconnect conductors and silicon substrate (as return), eq. (4). In expression for mutual impedance per unit length of coupled interconnects the integral parts contain the term of the form VX2+y2- X/^X2+y2 - X, where y2 = jco|i(o + jcoe). Introducing the following approximation for this term /7/ A2+r2-A ■sJa2 +y2 +A -2- 1 + A3 3 A5 3 r 20r (8) the closed form evaluation of these integrals can be done (the integration in the complex plane)/7/ and the following closed-form formula for mutual Impedance is obtained: TT Jt ^ h/. ^ y -.//.'' ■ jo)j:i(a+ jio/j 71 0 ¡j,rA + Ja2 + jcojU(cr + jcoe) cos{Àx)dÀ (3b) In above expressions the magnetic potential is introduced in Maxwell's equations in order to find easy the current density in silicon substrate as Js(x,y) = -ja)oA2(x,y). This leads to the quasi-static voltage drop dV/3z in the z-direc-tion that also appears in the classical line equations, av az -[Z]I (4) The magnetic vector potential is used in order to find the quasi-static potential drop dV/dz at any point (x,y) in the space along the lines parallel to the z direction. This allows the mutual impedance per unit length, eq. (4), to be evaluated. Z = JÜJßoßr ht K + K + jk ■s J V -3D, kn 3 UK) v \+k+Tk + D. kn * J (9) 138 H. Ymeri, B. Nauwelaers, K. Maex: Accurate Closed-form Expression for the Frequency-dependent... Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 137-140 where ks = V-jco^(a+jcoe), being j the imaginary unit, hk = Heq + heq +2r2eq + Heq, hn = Heq + r2eq and Dkn = Seq + r1eq + r2eq, respectively. 3. Results and discussions In order to validate the derived new formulas for mutual impedance per unit length (Zm = Rm+jcoLm), an asymmetric coupled interconnect structure on a 300 mm silicon substrate (resistivity pSi = 0.01 £2cm) with a 3 |im oxide layer is considered. The cross sections of the conductors are 2 |im by 1 |i.m and 1 |im by 1 |im, respectively. The spacing between the two conductors is 2 |j,m. Fig. 2 shows the variation in the distributed mutual resistance per unit length, Rm (co), as a function of a frequency. At higher frequencies, the increase of mutual resistance is enormous. The cause for this phenomenon can be found in the generation of the eddy currents in the silicon substrate. Similarly, Fig. 3 shows the variation of the distributed mutual Inductance per unit length, Lm (co), as the function of a frequency. When the substrate conductivity is high, a skin-effect arises in substrate and the return current flows more in the silicon substrate. The variation of the mutual inductance per unit length decreases rapidly as a function frequency in Fig. 3 since most of the induced current is confined in a limited zone of the silicon substrate just beneath the source lines (the skin-effect mode). At low frequencies the mutual inductance is high due to the slow-wave mode. It Is observed that the values of the mutual inductance and resistance per unit length, calculated from new derived formulas, are found to be in good agreement with those of /8/ (equivalent-circuit models and quasi-TEM approach). w, s •4-M- w, •«----* SiO, Silicon Fig. 1a. Cross section of coupled interconnects on an oxide-semiconductor substrate. 2r,c Wi Region 1 He, w2 . Silicon substrate Region 2 HO £ 4. Conclusion In this letter we have developed a simple, highly accurate and low time consuming analytic model for frequency-dependent distributed mutual series impedance per unit length (mutual resistance and inductance per unit length) of coupled interconnects on lossy silicon (CMOS) substrate. The calculated results show very good agreement with those calculated using full-wave analysis and equivalent circuit model procedure over wide range of dimension, substrate conductivity, and frequency. Due to the simplicity of the calculation, this model should be very useful in the com-puter-aided design of silicon-based RF and microwave integrated circuits. Fig. 1b. Round-sectioned interconnect lines over infinite thick silicon substrate. 100 80 60 40 0) (X 20 — Our model o Circuit model [8] 4 6 Frequency [GHz] Fig. 2. Mutual resistance per unit length R m as the function of a frequency. 139 H. Ymeri, B. Nauwelaers, K. Maex: Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 137-140 Accurate Closed-form Expression for the Frequency-dependent... 11 10 I 9 c CD 0 1 8 --------- Our model »«»«« Circuit model [8] 10 0 2 4 6 8 Frequency (GHz) Fig. 3. Mutual inductance per unit length Lm as the function of a frequency. 5. References /1/ D. C.Edelstein, G. A. Sai-Halasz, and Y.-J. Mill,"VLSI on-chip interconnection performance simulations and measurements", IBM J. Res. Develop., vol. 39, pp. 383-401, 1995. /2/ E. Groteluschen, L. S. Dutta, and S. Zaage,"Quasi-analytical analysis of the broad-band properties of multiconductor transmission lines on semiconducting substrates" IEEE Trans. Comp., Packag., Manufact. Tech. B., vol. 17, pp. 376-382, 1994. /3/ D. F. Williams,"Metal-insulator-semicopnductor transmission lines", IEEE Trans. MTT, vol. 47, pp. 176 - 182, 1999. I'M V. Milanovic, M. Ozgur, D. C. Degroot, J. A. Jargon, M. Gaitan, and M. E. Zaghoul,"Characterization of broad-band transmission for coplanar waveguides on CMOS silicon substrates", IEEE Trans. MTT., vol. 46, pp. 632-640, 1998. /5/ J.-K. Wee, Y.-J. Park, H.-S. Min, D.-H. Cho, M.-H. Seung, and H.-S. Park,"Modeling the substrate effect in interconnect line characteristics of high-speed VLSI circuits", IEEE Trans. MTT., vol. 46, pp. 1436-1443, 1998. /6/ J. A. Tegopoulos and E. E. Kriezis, Eddy Currents In Linear Conducting Media. Amsterdam: Elsevier, 1985. /7/ R. Dautray and J.-L. Lions, Mathematical Analysis and Numerical Methods for Science and Technology. Berlin: Springer-Verlag, 1990. /8/ J. Zheng, Y.-C. Hahm, V. K. Tripathi, and A. Weisshaar,"CAD-oriented equivalent-circuit modeling of on-chip interconnects on lossy silicon substrate", IEEE Trans. MTT., vol. 48, pp. 1443-1451, 2000. H. Ymeri, B. Nauwelaers: Katholieke Universiteit Leuven Department of Electrical Engineering (ESAT) Div. ESAT-TELEMIC Kasteelpark Arenberg 10 B-3001 Leuven-Heverlee, Belgium Tel.: + 32 (16) 32 18 76, Fax: + 32 (16) 32 19 86 e-mail: Hasan. Ymeri@esat.kuleuven.ac.be Karen Maex: IMEC Kapeldreef 75, B-3001 Leuven, Belgium Prispelo (Arrived): 09.07.01 Sprejeto (Accepted): 20.08.01 140 UDK621,3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana PERCOLATION THEORY AND ITS APPLICATION IN MATERIALS SCIENCE AND MICROELECTRONICS (Part II - Experiments and numerical simulations) Andrzej DZIEDZIC Institute of Microsystem Technology, Wroclaw University of Technology, Poland Keywords: percolation theory, percolation threshold, applications, materials science, microelectronics, critical exponents, electric conductivity, thermal conductivity, 1/f noise, composite ceramics, electrical thick film resistors, electrical conductive adhesives, VLSI interconnect breakdown, Very Large Scale Integration interconnect breakdown, resistive gas sensors Abstract: Percolation theory is related to effect of variable range interactions in disordered systems. It permits to characterise the effective properties of such two-phase systems. This paper presents some examples of application of percolation theory in microelectronics and materials science. The following phenomena are discussed: effective conductivity and 1/f noise intensity of model thick-film resistors, the role of dimensional effect on effective transport properties of planar microelectronic structures, percolation model of VLSI interconnect failures, percolative attempt to response of resistive gas sensors, explanation of drug release in the frame of percolation theory. Teorija perkolacije in njena uporaba v znanosti o materialih in mikroelektroniki (Drugi del - Poskusi in numerične simulacije) Ključne besede: teorija perkolacije, prag perkolacije, aplikacije, znanost o materialih, mikroelektronika, eksponenti kritični, prevodnost električna, prevodnost toplotna, šum 1/f, keramika kompozitna, upori električni debeloplastni, adhezivi prevodni električno, VLSI preboj povezave vezja integracije zelo visoke stopnje, senzorji plinov uporovni Povzetek: Teorija perkolacije obravnava efekte interakcij s spremenljivim dosegom v neurejenih sistemih. Omogoča karakterizacijo efektivnih lastnosti takih dvofaznih sistemov. V tem prispevku predstavljam nekaj primerov uporabe teorije perkolacije v mikroelektroniki in znanosti o materialih. Obravnavam naslednje pojave : efektivno prevodnost in gostoto 1/f šuma modelnih debeloplastnih uporov, vlogo dimenzijskih parametrov na efektivne transportne lastnosti planarnih mikroelektronskih struktur, perkolacijski model odpovedi povezav v VLSI vezjih, perkolacijski pristop k obravnavi odziva uporovnih detektorjev plinov in na koncu razlago sproščanja zdravilnih substanc iz zdravil v okviru teorije perkolacije. Introduction The percolation problem, which was formulated for the first time in 1957 /1/, is still very attractive and many applications in various areas of basic and applied science convince us about this. The percolation theory is related to effects of variable range interactions in disordered systems. Classical percolation theory describes the effective geometrical and physical properties of random two-phase system but it could be also widened on multipercolative or percolation-like systems /2/. Previous paper/3/ presented percolation phenomenon from theoretical point of view /3/, especially by using of so-called hierarchical model of percolation structure. This paper is dealt with chosen examples of application of percolation theory in microelectronics and materials science. Effective conductivity and effective 1/f noise intensity of model thick-film resistors, the implication of dimensional effects on effective transport properties in planar microstructures, percolation model of VLSI interconnect breakdown, percolative attemptto response of semiconducting oxide gas sensor, and explanation of drug release based on this theory are discussed in more details. 1. Relations resistance - volume fraction of active phase and current noise intensity - volume fraction of active phase in macroscopically disordered composites Experimental dependence of resistivity p (or sheet resistance Ra in the case of film components) on conductive phase volume fraction y is so-called blending curve. It is commonly used in analysis of electrical properties of composites. Power law (1 ) fits blending curve very often Ra = RoW-Vc)-', (1) where Ro - constant, vc - critical volume fraction of conductive phase, t - critical conductivity exponent above vc. Therefore sets of optimal vc and t are looked for various experimental data. Actually Eq. ( 1 ) conform to the first constituent of formula (2) ae =o-lT'(A0 + AlhTH"''> +...),p> pc,x » A (2) well known for percolation structures (usually h = a^/G^ ~ 10"15-+-10"2°; therefore second and higher constituents of 141 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) (2) are omitted in most of experimental works). Based on Eq. (1) the experimental data presented in log-log scale should lie near a line with -t slope. Sometimes it is assumed that power law (1) can be applied in the range from percolation threshold pc and pc + 0.2 /4/. The vc and i optimal values for Raivce) curves for systems based on high structure (HSCB) or medium structure (MSCB) carbon black are given in Table 1. Moreover Table 2 contains values of vc and t for other powder filler/organic matrix composites whereas the same parameters for high temperature cermet thick-film resistors are given In Table 3. Table 1. Values of parameters from Eq. (1) for HSCB/PEI and MSCB/PEI systems cured at various temperatures Tc [K] HSCB/PEI system MSCB/PEI system Ro [OO vc t Ro [AO Vc t 523 0,070 0 3,110 1,15 0,0737 3,652 573 0,275 0 2,647 7,31 0,0796 2,695 623 0,264 0 2,554 24,27 0,0841 1,755 Conductive powder filler + organic matrix vc t Ref. Ketjenblack carbon black (HSCB) + high density polyethylene 0,020 1,9 5 #45 carbon black + high density polyethylene 0,077 1,9 5 Asahi carbon black + high density polyethylene 0,244 2,0 5 Ketjenblack EC300N carbon black + polystyrene 0,002 2,2 6 Graphite (aspect ratio = 100) + epoxy resin c= 0,013 2,5 7 Graphite (aspect ratio = 100) + epoxy resin G± 0,013 2,0 7 Monarch 1100 carbon black (HSCB - 14 nm) + Araldite F resin 0,005 2,0 8 Sterling ST carbon black (LSCB - 300 nm) + Araldite F resin 0,175 1,85 8 Carbon fibre (0- 9 jam, I = 1000 |am) + Araldite F resin 0,0093 3,0 8 Carbon fibre (0-9 jlm, I = 3000 |im) + Araldite F resin 0,0024 2,9 9 Low structure CB (200 nm) + high density polyethylene 0,170 2,9 10 SAKAP-6 carbon black (MSCB, surface area - 200 m2/g) + polyesterimide (PEI) resin, Tc = 523 K 0,100 2,415 11 SAKAP-6 carbon black + PEI resin with Ti02 filler, Tc = 523 K 0,060 2,709 11 Graphite (aspect ratio = 10) + PEI resin, Tc = 523 K 0,140 1,133 11 Graphite (aspect ratio = 10) + PEI resin with TiC>2 filler, Tc = 523 K 0,145 1,461 11 FlammusslOl carbon black + linear low density polyethylene 0,24 1,8 12 Vulcan P carbon black + linear low density polyethylene 0,24 5,0 12 Ag (500 nm) + polystyrene 0,12 1,3 12 Au (lOOOnm) + polystyrene 0,12 1,8 12 Pd (200 nm) + polystyrene 0,19 2,9 12 Ketjenblack high structure carbon black + polymer 0,0003 2,0±0,2 13 Table 2. Experimental values of critical volume fraction vc and conductivity index t for conductive powder filler/organic matrix composites 142 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 Table 3. Experimental values of critical volume fraction and conductivity index t for high temperature cermet thick resistive film (inorganic matrix - usually lead borosilicate glass) Conductive phase + inorganic matrix vc t Ref. Ir02 (0,074 jim)4 + glass (2 |im), 7>= 973 K 0,052 2,945 14 Ir02 (0,074 Jim) + glass (2 jim), 7>= 1073 K 0,0221 4,716 14 Ir02 (0,074 Jim) + glass (2 jim), Tf= 1148 K 0,0087 4,782 14 Ru02 (0,010 jam) + glass (0,55 |im) 0,0373 4,01 15 Ru02 (0,010 Jim) + glass (1,60 |im) 0,0237 2,49 16 Ru02 (0,285 jim) + glass (1,60 |im) 0,0401 5,38 16 Ru02 (0,040 jim) + glass (0,55 |im) 0,0149 2,10 17 Ru02 (0,0127 \xm) + glass (0,18 ^m) 0,0413 2,65 18 Ru02 (0,170 jim) + glass (0,18 jim) 0,1074 2,87 18 Pb2Ru207 (0,060 jim) + glass, 7>= 998 K 0 4,5 19 Pb2Ru207 (0,0058 jim) + glass 0,035 2,796 20 Pb2Ru207 (0,075 jim) + glass 0,09 2,000 20 Pb3Rh7015 (0,040 jim) + glass, 7>= 998 K 0,025 4,1 19 Bi2Ru207 (0,0047 |im) + glass 0,02 2,04 20 Bi2Ru207 (0,042 jim) + glass 0,09 1,99 20 Values of R0 are from the range of tens - several hundred mO/sq for HSCB-based system and about two orders larger for MSCB-based one (Table 1). This corresponds with resistivity of about 2,5x10~6 and 2,5><10"4 £2m, respectively for nominal thickness of the film equal to 25 |im. Values of fío for lrC>2/glass composites are situated between 0.6 and 6 fí/sq /14/. Increase of curing temperature leads to decrease of conductivity index t. These changes for MSCB/ PEI system are much larger than for HSCB/PEI one. The infinite cluster should appear at vc ~ 0.15 for 3D network /21 / and universal value of conductivity index t should be approximately equal to 2 /2/ in the case of "classical" percolation model (binary distribution of connections, random close package). However, as is shown in Tables 1, 2 and 3, the experimental values of vcand t are very differentiated and far from universal ones. Some reasons of this fact could be connected with experiment conditions and they are outside the scope of this paper. However there is a question if it is possible to find arguments in percolation theory explaining so various values of vc and t. And the answer is positive. For example the order function, connected with ratio between spheres representing conductive and insulative phases, is introduced sometimes in 3D discreet lattices. In the case of high-temperature cermet thick film resistor this is the ratio between glass {(/>) and conductive phase () mean grain size /22,23/ and the using Monte Carlo simulation one should notice the decrease of i/c from 0.165+0.003 to 0.0197±0.0022 when X = <¡>/

vc and phase 2 (here ideal insulator) creates random spherical precipitation in continuous phase 1 built from conductive material. The opposite case, i.e. conductive spheres embedded in continuous insulative matrix is called IRV (inverted random void) or ISC /24/. Calculation of critical indices in such models is shown for example in /24/. The distance between spheres in RV medium is equal to 8 (8 « a0). Therefore using the Weak Link Model /3/ for RV or IRV media we have the bridge consisted of resistors with resistances dependent on 8. The critical conductivity index t = tm for IRV and t = t„„ + 0.5 for RV model (for 3D medium) has been found when h{8) distribution is uniform if 5/ao 0 /24/. But when we have more general assumption, that h(5)oc S~co (3) where w is less then 1, then conductivity is described by new, nonuniversal critical index t given by Eq. (4) 143 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) t - tun +(u + Cû- l)/(l -œ)-iîu + (o >1 and t = tun - if u + co < 1, (4) with u - d - 212 for RV model and u = d/2-1 for IRV model (d - system dimensionality) /25/. The same percolation theory permits to accept wide range values of t - not only near 2 (characteristic for 3D IRV model) or 2.5 (obligatory for 3D RV model). The concept of excluded volume, i.e. volume near the object where it is forbidden to put the centre of the other object with similar shape/26/, permits to explain very small values of percolation threshold vc in continuum percolation model. Percolation threshold is related to total exclud- (5) ed volume (Q,,. ), according to formula f vc = 1 - exp (Q„) \ = l-exp (~Ncn) where Nc - critical volume density of objects in the medium, Q-volume of single object, averaged excluded volume connected with single object and its spatial direction. Value of (&ex) is dependent on precipitation geometry. The analysis of excluded volume for cylindrical element with length I and diameter terminated by two identical semispheres (Fig. 1 ) is given below. It was proved in /26/ that vc°c 0/1 approximately and this explains very small values of percolation threshold. Fig. 1. Cylindrical element composed of carbon black grains in 3D space Very long chains of individual carbon black grains, kept together by van der Waals forces, are characteristic for high structure carbon black. Replacing such a chain by cylindrical element with I = n

- mean diameter of single HSCB grain we get the following equations for Q and i2 = 7t03/6 + 7r03(«-l)/4 4jt03 „ x n03(n-lf (¿2,) = —- + 27t03(n-l)+-^- 3 (6) (7) and the same vc is given by formula (8) 6 n vc = 1 - exp (8) k few values of vc are placed in Table 4. It is worth to note that vc ~ 0.075 was found for MSCB-based system (Table 1 ) and this conform to chain consisting of 10 grains (n = 10). Table 4. Values of critical volume fraction vc for medium structure carbon black or high structure carbon black used as active phase (calculated on the basis of Eq. (8)) Type of carbon black 0 [nraj n vc MSCB 40 3 0,2081 MSCB 40 10 0,0748 MSCB 40 30 0,0223 HSCB 6 100 6,9xl0~3 HSCB 6 300 2,3xl0"3 HSCB 6 1000 7,0x10"4 HSCB 6 3000 2,3xl0"4 It is worth to add that Eq. (1), i.e. one of the basic equations for percolation theory, has been applied successfully in semiquantitative analysis of resistivity changes of polymer thick-film resistors during high hydrostatic pressure compression /27/. The increase of pressure causes decrease of resistor volume. But because of significant compressibility differences between carbon black and polymer the effective volume fraction of conductive phase increases with pressure. This fact leads to such resistance decrease that they are in agreement with Eq. (1), The noise intensity C versus carbon black volume fraction vcb and curing temperature Tc is shown in Fig. 2. In general it is visible that increase of active phase amount or increase of curing temperature leads to noise intensity decrease. The below power law c = ci (v~vcT (9) 144 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in (Part II ...) Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 j= O 10 ■a 10 1(f id2 io2 id2, id2 Fig. 2. D 250 X o 300 X a 350 X o A HSCB tVtSCB □ MSCB + G □ A O □ A « 0,01 0,1 VcB Noise intensity C versus volume fraction vcb of carbon black (+ graphite for (MSCB+G)-based system) in carbon black/polyesterimide thick-film resistors cured at various temperatures where Ci - constant and k - noise critical index is used very often in description of C(v) experimental data. Actually Eq. (9) conform to the first constituent of formula (10) C.,(r > 0,r » A): + CJi T~ (10) well known for noise intensity of percolation structures above percolation threshold. Values of vc and k for HSCB/PEI and MSCB/PEI systems are given in Table 5. The Ci constant is weakly dependent on curing temperature. Kind of active material affects this parameter much stronger - it is about 3 orders smaller for HSCB-based resistors than for MSCB ones. The index k is decreased when curing temperature is increased. Much larger changes of this parameter are observed for MSCB-based composites. The dependencies of Ra as well as C versus volume fraction of active phase are described by power laws (1) and (9), respectively. This is why 1 /f noise could be presented in the form of C versus Ra plot (Fig. 3). This has the advantage that only clearly electrically measurable quantities appear on both axes and the C versus Ra can be presented as C <*(/?□)" (11) and values of index ?] for particular investigated carbon/ polyesterimide systems and various curing temperatures are shown in Table 6. As has been proven in /29/ contin- uum percolation theory gives an explanation of C°= (Ra)n dependence and observed values of index rj. The reader especially interested in index 77 values both for other polymer as well as high temperature cermet thick-film resistors should find useful information in /29/, too. 10 O 10" 10" 0 10-" 10" 10" /0 7 MSCB+G y / A A/ / D 7 □VA 9/ /. / D D//A HSCB /Ž /0 A 250 X /$ □ 300 X □ / O 350 10' 103 104 105 106 107 Rn [Q/O] 10 10 10 ' 10' MSCB ■■ □ 5-/ / i y o À y MA 600 MA 100 H s 500 10' 10" 1 0 /?D[fl/n 103 10l Fig. 3. Noise intensity C versus sheet resistance Rn for carbon black/polyesterimide (open symbols) and carbon black/polyimide (full symbols -these data refer to results of Fu et al /28/) resistors Table 5. Variation of Eq. (9) parameters for HSCB/PEI and MSCB/PEI systems cured at various temperatures Tc [K] HSCB/PEI system M SCB/PEI system Cj [m3] vc K Ci [m3] Vc K 523 3,24-10~29 0 3,200 2,17-10'26 0,0737 3,038 573 4,07-10'29 0 3,035 1,07'10'25 0,0796 2,297 623 3,08-10"29 0 2,980 8,07'10"26 0,0841 2,000 145 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141 -152 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) Table 6. Values of index rj from C (Ra)'1 relationship calculated by least square method System Curing temperature HSCB/PEI MSCB/PEI (MSCB + G)/PEI 523 K 1,03±0,05 0,83±0,08 1,14±0,09 573 K 1,15±0,03 0,86+0,05 1,07+0,07 623 K 1,17+0,05 1,1410,05 1,10+0,06 Lets discuss once again so various values of vc, t and k as have been received from fitting of experimental R(v) and C(v) data for carbon black/polyesterimide composites. Values of vc and proper constants in Eq. (1) and (9) {Ro or Ci) are determined in principle by applied active phase. On the other hand curing temperature affects significantly values of critical indices. Similarly as many literature data (please see Table 2 and 3) they do not respond to classical percolation model, where critical exponents depend only are on the dimension of the network and not on its internal structure. So large differences can be explained by very attractive Balberg ideas connected with the concept of excluded volume which permits to obtain extremely small values of percolation threshold starting from vc ~ 0, modification of system microgeometry by introduction of power distribution of distance between spheres embedded in continuum medium of second phase. The concept of excluded volume fully explains so significant differences of critical volume fraction in HSCB/PEI and MSCB/PEI systems. But the problem of nonuniversal values of t, ieand r] = K/t is not so obvious. Nonuniversal value of t can be calculated from Eq. (4). Similarly Balberg /25/ proposed the formula for calculation of nonuniversal value of k in dependence of universal Kun, system dimensionality d and index co from Eq. (3). K = Kun for 2u + z + co < 1 K - Kun + (2m + z + 0j-\)Iu for 2u + z + co> 1 and u + co< 1 K = Kun+(z + l-co)/(l-a))for u + co> 1, (12) where d, u, co as in Eq. (3), z = d - 1 /2 for RV model and z = d/2 for IRV model. Theoretical shapes of t(co), k{cd) and rj(co) for 3D random void model are shown in Fig. 4. The values of t, Kand t] calculated for HSCB/PEI as well as MSCB/PEI systems (Tables 1, 5 and 6) are also placed in Fig. 4. As one could notice the ranges of co values responding to them are different for particular critical indices. Therefore the problem of nonuniversality of critical indices is still open and application of Balberg conception for interpretation of conductivity and 1/f noise mechanisms needs further verification. _ ( ---- K ..... i . i i □ HSCB ■ MSCB, Tu{n ~ 250°C / / o HSCB • MSCB, = 300°C / / " A HSCB * MSCB, = 350oC / ' j ' .........m- CO Fig. 4. Dependence of critical exponents t, k and rj in 3D random void model as a function of index co characterizing the distribution of distances between hard insulating spheres in continuum conductive phase 2. Dimensional effects in percolative systems Classical model of percolation theory is applied under definite conditions: the film should be considered as infinite (with respect to the size of the individual elements), the particles have to be spherical, monodispersiveand have an isotropic conductivity. Theoretical, numerical and experimental works have been conducted for cases, when the above assumptions have not been preserved. So far Shklovskii /30/, who considered the critical conductivity behaviour near the percolation threshold in an anisotropic two-component system, and Neimark /31 /, who calculated the electrophysical properties of percolation film with a finite thickness, have presented the most formal analyses. But none of papers took into account both finite film thickness and anisotropic shape of fillers, whereas sometimes (for example in conductive adhesive joints) it is necessary to include both matters into theoretical analysis. Lets consider 3D medium with L, IN, H » & where L, \N, H - length, width and height of structure and £3 - correlation length for 3D system. One should remember that correlation length is the average distance between adjacent nodes and in 3D system 146 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 £3 ao(p-Pc3ÏV3 (13) According to standard, two-component percolation model when the concentration of "good" conductors, p (with resistivity pi) exceeds the percolation threshold pc (p > pC3) the effective resistivity PeaPlip~Pci) '3 (14) where t3 - universal conductivity index for 3D-system (fa = 2). Theoretical description of film from Fig. 5 (H< ¿,3 and L = W > £3) demands replacing of initial LxLxH cuboid by set of proper HxH xH cubes. Fig. 5. L x L x H cuboid with percoiative structure and equivalent 2D system received as a result of real-space renormalisation procedure In vertical direction (it corresponds with situation in adhesive joint) all H x H x H cubes are connected in parallel. Knowing the properties of such unit cubes it is possible to apply standard 2D percolation model, where above the percolation threshold (p > pC2) the resistance of equivalent 2D system can be expressed as R = n (p - Pel )/ Pc2 (15) and r{ = PyCiQ / aQ , pi - resistivity of "good" conductor phase (pi«p2), ao - the minimal scale of the system under consideration (e.g. the bond length in the case of lattice models). However for structures with thickness H less than or of the order of correlation length we have so-called fractal (or 2.5D) regime. Modelling of such 2.5D system as 2D system consists in calculation the dependence of ri on H. Therefore Rl5=ri(H)(tjL-Pçl_yt 2 Pc2 (16) where R2.5 - resistance of the film in fractal regime, r-\(H) -resistance of HxH xH cube, Ph - concentration of cubes with r-\(H) resistance, pC2- percolation threshold in 2D system, t2 - critical conductivity index for 2D system. This means that for calculation of effective resistance (conductance) in fractal regime it is necessary to know the dependence of rj(H) and probability of proper conductive realisation. Such a study, showing the critical behaviour of effective conductivity {<7e} and effective resistivity {pe}, averaged over the large numbers of realisation in percolation systems, on the length scale L, has been presented in /32/. Next, the analytical analysis has been widened for systems with weak nonlinearity /33/. To include the shape of metallic fillers into the model it is assumed that all metallic particles are replaced by ellipsoids. The different shape of real particles (e.g. needles, fibres or flakes) can be projected by different ratios of ellipsoid semiaxes a, b, c (Fig. 6). Fig. 6. Shape of ellipsoid representing conductive filler and structure of termination made of isotropically conductive adhesives 147 A. Dziedzic: Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) Moreover, for model simplicity, it is taken that particles inside termination are monodispersive and their semiaxes are parallel to proper coordinate axes (but their centres are distributed randomly inside the termination volume). According to /32/ the quantity r-\{H) from Eq. (3) is calculated for system within the fractal regime as for percolation system inside smearing region, where this region is described by th =(H / c)~l/vi. Inside th one can meet structures associated with percolation above and below percolation threshold, i.e. bridge with resistance fîi (with probability Ph) and interlayer with resistance f?2 (with probability 1 - Ph). Omitting the subsequent stages of calculation and based on /30-33/ we can write the final formula for unit conductance as Gvert/L2 =a2alc{h-v^H~{t^-l),Vi[(H/cyl/v' +r|+ ^-te+iv^fe^+i)/,, [(H/Cy>v3 _T] (17) where x = (p- pci)/ pc3and parameter of ellipsoid deformation i.e. geometrical anisotropy of conductive grains a = c/b « 1 When we are in deeply fractal regime i.e. (H / c) ['Vi » |r| (such situation is characteristic for conductive adhesive joints /34/) we can present the above equation as Gvert / L2 = axcc~2T\] (l + hahjp )H~1 (19) where h = o2/ol « 1 and q)3 = t3 + q3- Considering the week nonlinearity of both components the unit vertical conductance can be written as (20) where wj = (t3 +V3J/V3, W2 = (3t3 -V3J/V, W3 = W4 = (V3 -Q3J/V3, - the voltage drop across the film thickness H and parameter of ellipsoid deformation a = c/b. Based on analogy between voltage susceptibility and noise intensity we have the following formula for effective noise intensity of structure within the fractal region. Cez=Cy(H I I c)^ -t3) + C2h2a4 (H / c)fe+2'3+2v3+i)/v3 ((H ! cyv3 _ 3t (21) This formula is valid independently on the ellipsoid shape i.e. ratio between ellipsoid semiaxes. The above equations permit to take into consideration the shape of conductive fillers, ratio between the metal particle sizes and termination geometry, ratio between the conductivity of "good" and "bad" conductors and volume concentration of active phase related to percolation threshold. In order to facilitate numerical simulations it is necessary to know values of three basic universal exponents n (characteristic for system geometry), t and q (characteristic for conductivity above and below the percolation threshold) both for 2D and 3D systems. Neimark's analysis and results have been also used by Liang and Li /35/to study the thermal conductance. They shown, that there exist a thickness effect on thermal conductivity of thin layers of disordered composites (similar to electrical conductivity). For limited layers (m - number of layers with unit thickness in vertical (normal) direction) the thermal conductivity in the normal direction is k^^k^+ip-pçW^] m -h / (22) where k 1 is the thermal conductivity of good thermal conducting phase. The thermal conductivity for the in-plane (horizontal) direction is hor ■ kym{'2 -f3)/v Hp-Pc)'2 (23) This means that the thermal conductivity increases in vertical direction with decreasing thickness while the in-plane conductivity declines. 3. Percolation model of metal oxide gas sensors Metal oxide gas sensors seem be the simplest type chemical sensors - the sensitive layer of these devices consist of a microcrystalline (or nanocrystalline) metal oxide film. Contrary to simple construction the gas detection mechanism is complex, representing interactions between various gaseous molecules and defects at or near surfaces or grain boundaries. It is based on variations of the charge-carrier concentration within a depletion layer at the grain boundaries in the presence of reducing or oxidizing gases, which leads to changes in the height of the energy barriers for free charge carriers. Except of many phenomeno-logical explanations also percolation theory has been applied for analysis of response of gas sensitive-resistors very recently/36,37/. For example Ulrich et al /37/ show that there are transitions between conducting and insulating stage for some nanocrystalline grains of gas-sensitive layer. Such a grain becomes an insulating (is totally exhausted of free charge carriers) when its diameter is below a critical value, 0Cr/(. They calculate the net number of free electrons from every grain, which can contribute to the conduction process as 148 A, Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 Nfm=\x{\?n0-{N°OXY-Nred) (24) where no - density of electrons in grain, 0- grain diameter, NqXY - initial surface density of oxygen adsorbed at the grain surface, Nred - surface density of chemisorbed gas species and /mV,k) - function taking into account that after sintering the surface exposed to the ambient atmosphere is smaller than the surface of sphere with diameter (value of function f depends on 0, diameter of neighbouring grains 0nN and local coordination number k). For Nfree ž 0 grain is insulating, for Ntee > 1 is conducting and for 0 < Niree < 1 the number of free electrons Nuee should be considered as probability that the grain is conducting. Moreover, according to the percolation theory in order to connect sensor electrodes the concentration of conducting grains must exceed the percolation threshold pc. This percolation concentration leads to a detection limit. Therefore the variation of conductance and the same the gas sensitivity is very high for concentration of detected gas p just slightly above pc. As it is seen from Eq. (24) the model of Ulrich et al /37/ connects appearing percolation effects of nanocrystalline metal oxide gas sensors with morphology of sensitive layer very strongly. 4. Reliability of VLSI circuits and percolation It is well known that VLSI chips reliability is determined by the interconnect failure, which consists in the breakdown of the path connectivity. Moreover, the gate oxide breakdown is important in the case of CMOS VLSI circuits. On the other hand much works have been done to explain dielectric or electrical breakdown phenomena of percolative metal-insulator composites (please see for example /38-40/). Therefore it is nothing strange that percolation theory has been applied very recently for reliability analysis of VLSI circuits. For example a biased percolation model /41-43/ is used for simulation of interconnect failures. Thin-film conductors, which create wire connections between particular transistor structures, can be treated as a large two-dimensional network of identical resistor elements deposited on an insulating substrate with temperature To. Because of two different operation modes (constant current and constant voltage) there are two opposite cases when degradation occurs. Single defect corresponds to a zero resistance value of an element (short circuit model) for constant voltage operation mode and to an infinite value of resistor element (open circuit model) for constant current operation mode. The total film degradation is reached when exist one continuous path of defects between lattice contacts. Therefore the degradation is synonymous with the conduc-tor-insulator transition in open circuit model and conduc-tor-superconductortransition for short circuit model. Moreover the biased percolation model assumes that the degradation starts because of spontaneous creation of some initial defects. When the constant current is applied in such resistor network then the creation of defects causes an increase of the current flowing in the neighbourhood resistors, especially those located in the region perpendicular to the contact direction. Therefore a significant extra Joule heat occurs in this region together with a significant increase of the local temperature. The mathematical notation is the following Wa = exp (25) where l/l/a is probability of local defect generation, ks is the Boltzmann constant, and Ta is the local temperature at the resistor a given by Ta ~ T0 + AVI (26) and A is the key parameter responsible for the coupling between current and device degradation (value of A depends on the heat coupling of each resistor to the substrate), ra and ia are the resistance of a single network element and the current flowing in it, respectively. Subsequent evolution stages of biased percolation model and its application (for example to electromigration in metallic lines) one could find in /44-49/. The breakdown of thin gate oxide layer, which can be defined experimentally as a large increase in conductance, occurs as soon as a critical density of neural electron traps in the oxide is reached. Degraeve et al /50/ simulated breakdown of thin Si02 layers based on percolation approach and verified such simulations with experimental results. Since the breakdown occurs at a critical electron trap density therefore conduction via generated traps is a plausible breakdown mechanism. This phenomenon has been simulated in the following way: a test sample with fixed dimensions has been defined, electron traps have been generated at random positions inside this volume, a sphere with a fixed radius r has been defined around the generated traps, conduction between two neighbouring traps has been possible when their spheres overlapped, the breakdown has appeared when a conducting path has been created from one interface (which has been an infinite set of traps) to the other. Stathis /51 / has modelled oxide breakdown using percolation formalism for very small samples, comparable to the lattice spacing. He shown, that the critical defect density exhibits a strong decrease with thickness below 5 nm, then 149 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) becomes constant below 3 nm. For the second value the oxide thickness becomes less than the defect size. Therefore a single defect near the oxide centre is sufficient to create a continuous path across the sample in a 3-nm thickness limit. 5. Application of percolation theory in pharmacy Many pharmaceutical tablets are composed of binary inert matrices where water-soluble, finely dispersed drugs are embedded in an insoluble carrier material. Such drugs are released in a patient system by diffusion. Percolation theory is a relatively novel approach to design and characterisation of solid dosage forms and controlled drug release properties of such matrix system. Some papers related to this topic (as e.g. /52-57/) one can find in International Journal of Pharmaceutics. Tablet components usually have quite various electrical properties. For example the difference in electrical conductivity reaches to several orders of magnitude. Therefore the direct resistance measurement of tablets and then resistivity calculation can indicate the presence of percolation threshold /52/. A sudden resistivity drop indicates the presence of infinite clusters of both phases. Moreover such information may provide a valuable tool for explanation of changes observed in dissolution process of matrix tablets. Below the percolation threshold the drug release is incomplete. It has been also proved that so-called "combined percolation threshold" is characteristic for multicom-ponent tablet systems and therefore they can be reduced to a binary one /54/. Such a simple experiment and percolation attempt makes easier more rational design of pharmaceutical solid dosage forms. This is an interesting problem in which manner the percolation theory can help to control the drug release properties. Diffusion and conductivity are very similar because both describe transport processes. It is well known from percolation theory that the normal diffusion laws are not valid below the percolation threshold but above pc the diffusion coefficient D obeys the following power law D = XD0(p-pJ (27) where xDo represents a scaling factor and t - conductivity exponent /2/. The references /53,57/ confirm both analytically as well as experimentally that tablet's conductivity and dissolution rate process can be successfully modelled by the same basic equation of percolation theory and that both processes scale in an identical way. 6. Conclusions This paper shows that percolation theory is still alive. As one can notice new problems, for example the role of finite geometry and dimensional effects on the form or characteristic power laws, are solved using novel models of percolation structures. The application range of percolation theory in microelectronics and materials science is very wide. It can be applied in so different areas as reliability of VLSI circuits and novel design concept of pharmaceutical tablets. Of course the presented and discussed examples do not fulfil the problem. Therefore a few subsequent applications, as for ionic composites or for AC transport phenomena in two-phase percolative systems, will be presented in /58/. Acknowledgement This work was supported by Polish State Committee for Scientific Research, Grant no 8T11B 055 19 References /1/ S.R. Broadbent, J.M. Hammersley, Percolation processes. I. Crystals and mazes, Proc. Cambridge Philos. Soc., vol.53 (1957), p.629-641 /2/ D. Stauffer, A. Aharony, Introduction to Percolation Theory, Taylor and Francis, London-Washington, 1992 /3/ A. Dziedzic, A.A. Snarski; Percolation theory and its application in materials science and microelectronics (Part I - Theoretical description), Informacije MIDEM, vol.31 (2001), p.1-9 /4/ S. Kirkpatrick, Percolation and conduction, Rev. Modern Physics, vol.45 (1973), p.574-588 /5/ S. Nakamura, K. Saito, G. Sawa, K. Kitagawa, Percolation threshold of carbon black-polyethylene composites, Jpn. J. Appl. Phys., vol.36 (1997), p.5163-5168 /6/ P. Mandai, A. Neumann, A.G.M. Jansen, P. Wyder, R. Deltour, Temperature and magnetic-field dependence of the resistivity of carbon-black polymer composites, Phys. Rev. B, vol.55 (1997), p.452-456 /7/ A. Celzard, E. Mc Rae, J.F. Mareche, G. Furdin, M. Dufort, C. Deleuze, Composites based on micron-sized exfoliated graphite particles: electrical conduction, critical exponents and ani-sotropy, J. Phys. Chem. Solids, vol.57 (1996), p.715-718 /8/ F. Carmona, C. Mourey, Temperature-dependent resistivity and conduction mechanism in car-bon particle-filled polymers, J. Mater. Sci., vol.27 (1992), p.1322-1326 /9/ F. Carmona, R. Canet, S. Delhaes, Piezoresistivity of heterogeneous solids, J. Appl. Phys., vol.61 (1987), p.2550-2557 /10/ M.B. Heaney, Measurement and interpretation of nonuniversal critical exponents in disordered conductor-insulator composites, Phys. Rev. B, vol.52 (1995), p.12477-12480 /11/ H. Czarczynska, A. Dziedzic, B.W. Licznerski, M. Lukaszewicz, A. Seweryn, Fabrication and electrical properties of carbon/ polyesterimide thick resistive films, Microelectron. J., vol.24 (1993), p.689-696 /12/ J. Kubat, R. Kuzel, I. Krivka, S. Bengston, J. Prokes, O. Stefan, New conductive polymeric systems, Synthetic Metals, vol.54 (1993), p.187-194 /13/ L.J. Adriaanse, H.B. Brom, M.A.J. Michels, J.C.M. Brokken-Zijp, Electron localization in a percolation network: an ESR study of carbon black/polymer composites, Phys. Rev. B, vol.55 (1997), p.9383-9386 /14/ A. Dziedzic, IrOs-based thick film resistors: manufacturing conditions and percolation, Materials Science, vol.13 (1987), no 3-4, p.199-204 150 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in (Part II Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 /15/ A. Kusy, Classical percolation threshold and resistance versus temperature behaviour of RuCVglass films, Physica B, vol.240 (1997), p.226-241 /16/ A. Szpytma, A. Kusy, On the segregation of the conductive phase in Ru02-based thick resistive films, Thin Solid Films, vol.121 (1984), p.263-270 /17/ K. Bobran, A. Kusy, An experimental verification of a percolation model for Ru02-glass thick resistive films, J. Phys.: Condens. Matter, vol.3 (1991), p.7015-7026 /18/ S.F. Carcia, A. Suna, W.D. Childers, Electrical conduction and strain sensitivity in Ru02 thick film resistors, J. Appl. Phys., vol.54 (1983), p.6002-6008 /19/ W.H. De Jeu, R.W.J. Geuskens, G.E. Pike, Conduction mechanisms and 1/f noise in thick-film resistors with Pb3Rh70)5 and Pb2RU207, J. Appl. Phys., vol.52 (1981), p.4128-4134 /20/ S.F. Carcia, A. Ferretti, A. Suna, Particle size effects in thick film resistors, J. Appl. Phys., vol.53 (1982), p.5282-5288 /21/ R. Zallen, The physics of amorphous solids, John Wiley and Sons, 1983 /22/ P.J.S. Ewen, J.M. Robertson, A percolation model of conduction in segregated systems of metallic and insulating materials: application to thick film resistors, J. Phys. D: Appl. Phys,, vol.14 (1981), p.2253-2268 /23/ E. Listkiewicz, A. Kusy, Computer simulation of thick resistive films as two-component percolation systems: segregation of the conducting component, Thin Solid Films, vol.130 (1985), p.1-15 /24/ S. Feng, B.I. Halperin, P.N. Sen, Transport properties of continuum systems near percolation threshold, Phys. Rev. B, vol.35 (1987), p.197-214 /25/ I. Balberg, Limits of the continuum-percolation transport exponents, Phys. Rev. B, vol.57 (1998), p.13351-13354 /26/ I. Balberg, Recent developments in continuum percolation, Phil. Mag. B, vol.56 (1987), s.991-1003 /27/ A. Dziedzic, A. Magiera, R. Wisniewski; Hydrostatic high pressure studies of polymer thick-film resistors, Microelectronics Reliability, vol.38 (1998), p.1893-1898 /28/ S.-L. Fu, M.-S. Liang, T. Shiramatsu, T.-S. Wu, Electrical characteristics of polymer thick film resistors, Part I: Experimental results, lEEETrans. on Comp., Hybr., and Manuf. Technol., vol. CHMT-4 (1981), p.283-288 /29/ A. Dziedzic, A. Kolek, 1/f noise in polymer thick-film resistors, J. Phys. D: Appl. Phys., vol.31 (1998), p.2091-2097 /30/ B.I. Shklovskii, Anisotropy of percolation conduction, Physica Status Solidi (b), vol. 85(1978), p.K111-K114 /31/ A.V. Neimark, Electrophysical properties of a finite thickness percolation layer, Sov. Phys. JETP, vol. 91 (1990), p.341-349 /32/ A.E. Morozovskii, A.A. Snarskii, Finite scaling of the effective conductivity in percolation systems with nonzero ratio of the phase conductivities, J. Experimental and Theoretical Physics, vol. 82 (1996), p.361 -365 /33/ A, Dziedzic, A.A. Snarskii, S.I. Buda; Nonlinear properties of two-phase composite films with a fractal structure, Technical Physics, vol.45 (2000), p.334-338 /34/ A. Dziedzic, A.A. Snarskii, S.I. Buda, K.V. Slipchenko; Percolation study of isotropically conductive adhesives, Proc. 22nd Int. Spring Seminar on Electronics Technology, Dresden-Freital (Germany), May 1999, p.6-10 /35/ X.-G. Liang, X. Ji, Thermal conductance of randomly oriented composites of thin layers, Int. J. of Heat and Mass Transfer, vol.43 (2000), p.3633-3640 /36/ D.E. Williams, K.F.E. Pratt, Microstructure effects on the response of gas-sensitive resistors based on semiconducting ox-Ides, Sensors and Actuators B, vol.B70 (2000), p.214-221 /37/ M. Ulrich, C.-D. Kohl, A. Bunde, Percolation model of a nanoc-rystalline gas sensitive layer, Thin Solid Films, vol. 391 (2001), p.299-302 /38/ P.O. Jansson, G. Grlmvall, Joule heat distribution in disordered resistor networks, J. Phys. D: Appl. Phys., vol.18 (1985), p.893-900 /39/ M. Soderberg, Resistive breakdown of inhomogeneous media, Phys. Rev. B, vol.35 (1987), p.352-357 /40/ Y. Yagil, G. Deutscher, D.J. Bergman, The role of microgeome-try in the electrical breakdown of metal-insulator mixtures, Int. J. Modern Physics B, vol.7 (1993), p.3353-3374 /41/ Z. Gingl, C. Pennetta, L.B. Kiss, L. Reggiani, Biased percolation and abrupt failure of electronic devices, Semicond. Sci. Technol., vol.11 (1996), p.1770-1775 /42/ C. Pennetta, Z. Glngl, L.B. Kiss, L. Reggiani, Biased percolation and electrical breakdown, Semicond. Sci. Technol., vol.12 (1997), p.1057-1063 /43/ C. Pennetta, Z. Gingl, L.B. Kiss, L. Reggiani, M. De Vittorio, A. Cola, M, Mazzer, A percolative simulation of dielectric-like breakdown, Microelectron. Reliab., vol.38 (1998), p.249-253 /44/ C. Pennetta, L. Reggiani, L.B. Kiss, Thermal effects on the electrical degradation of thin film resistors, Physica A, vol, 266 (1999), p.214-217 /45/ C. Pennetta, L. Reggiani, Gy. Trefan, Scaling and universality in electrical failure of thin films, Phys. Rev. Lett., vol.84 (2000), p.5006-5009 /46/ C. Pennetta, Gy. Trefan, L, Reggiani, Scaling law of resistance fluctuations in stationary random resistor networks, Phys. Rev. Lett., vol.85 (2000), p.5238-5241 /47/ C. Pennetta, L. Reggiani, Gy. Trefan, A percolative approach to reliability of thin films, IEEE Trans, on Electron Devices, vol.47 (2000), p.1986-1991 /48/ C. Pennetta, L. Reggiani, Gy. Trefan, F. Fantini, I, De Munari, A. Scorzoni, A percolative simulation of electromigration phenomena, Microelectronic Engineering, vol. 55 (2001), p.349-355 /49/ C. Pennetta, L. Reggiani, Gy. Trefan, F. Fantini, A. Scorzoni, I. De Munari, A percolative simulation to electromigration in metallic lines, J. Phys. D:Appl. Phys., vol.34 (2001), p,1421-1429 /50/ R. Degraeve, G. Groeseneken, R. Bellens, J.L. Ogier, M. De-pas, P.J. Roussel, H.E. Maes, New insights in the relation between electrical trap generation and the statistical properties of oxide breakdown, IEEE Trans, on Electron Devices, vol.45 (1998), p.904-911 /51/ J.H. Stathis, Percolation models for gate oxide breakdown, J. Appl. Phys., vol.86 (1999), p.5757-5766 /52/ M.J. Fernandez-Hervas, M.T. Vela, M.A. Holgado, J. del Cerro, A.M. Rabasco, Determination of percolation thresholds in ma-trix-type controlled release systems: application of a resistance analysis technigue, Int. J. Pharmaceutics, vol.113 (1995), p.39-45 /53/ H. Leutenberger, J.D. Bonny, M. Kolb, Percolation effects in matrix-type controlled drug release systems, Int. J. Pharmaceutics, vol.115 (1995), p.217-224 /54/ I. Caraballo, M. Fernandez-Arevalo, M. Millan, A.M. Rabasco, H. Leutenberger, Study of percolation thresholds in ternary tablets, Int. J. Pharmaceutics, vol.139 (1996), p.177-186 /55/ L.M. Melgoza, I. Caraballo, J. Alvarez-Fuentes, M. Millan, A.M. Rabasco, Study of morphine hydrochloride percolation thresh- 151 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 141-152 A. Dziedzic: Percolation Theory and its Application in ... (Part II ...) old in EudragitNRS - PM matrices, Int. J. Pharmaceutics, vol.170 (1998), p.169-177 /56/ M.C. Soriano, I. Caraballo, M. Millan, R.T. Pinero, L.M. Mengo-za, A.M. Rabasco, Influence of two different types of exciplent on drug percolation threshold, Int. J. Pharmaceutics, vol,174 (1999), p,63-69 /57/ Ch. Siegmunt, H. Leuenberger, Percolation theory, conductivity and dissolution of hydrophilic suppository bases (PEG systems), Int. J. Pharmaceutics, vol.189 (1999), p.187-196 /58/ A, Dziedzic, Some remarks about application of percolation theory in microelectronics and materials science, 37th Int. Con. on Microelectronics, Devices and Materials, MIMED 2001, Bohinj (Slovenia), Oct. 2001 (to be presented) Andrzej DZIEDZIC Institute of Microsystem Technology, Wroclaw University of Technology, Wybrzeze Wyspianskiego 27, 50-370 Wroclaw, Poland, e-mail: adziedzlc@pwr. wroc.pl Prispelo (Arrived): 09.07.2001 Sprejeto (Accepted): 20.08.2001 152 UDK621,3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana DINAMIKA IZHODNEGA SIGNALA IZVEDBE NEREKURZIVNIH Rudolf Babič Univerza v Mariboru, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Ključne besede: sistemi digitalni, DSP obdelava signalov digitalna, FIR filtri digitalni nerekurzivni s trajanjem omejenim odziva pulznega, filtri digitalni stopenj višjih, oblike kaskadne, aritmetika porazdeljena, aritmetika porazdeljena modificirana, PBG dobit pasu propustnega, izvedbe praktične, rezultati praktični Povzetek: V prispevku je prikazana problematika dinamike izhodnega signala pri izvedbi nerekurzivnih digitalnih sit višjih stopenj v kaskadni obliki s klasično in modificirano porazdeljeno aritmetiko. Modificirana oblika porazdeljene aritmetike temelji na unipolarnem vhodnem signalu. Zaradi ugodnejšega normiranja delnih vsot koeficientov omogoča povečanje dinamičnega območja izhodnega signala. Zaradi manjših stopenj kaskad-nih struktur smo uspeli zmanjšati potrebno pomnilniško strukturo in stem tudi zmanjšanje aparaturne kompleksnosti digitalnega sita. Modificirana oblika porazdeljene aritmetike s simetričnim zapisom delnih vsot koeficientov je uporabna tako v osnovni kot v kaskadni realizacijski strukturi. Povečanje dinamičnega območja izhodnega signala je pomembno predvsem pri v kaskadni realizacijski strukturi. Rezultati so prikazani za nizko-prepustna sita s 15, 31 in 41 koeficienti v izvedbi z eno, dvema in tremi kaskadnimi strukturami. S simulacijo digitalnega sita smo analizirali vplive različnega števila kaskadnih struktur in vplive kvantizacije na parametre frekvenčnega odziva in predvsem na dinamično območje izhodnega signala. The Dynamics of the Output Signal in the Cascade Form Implementation of FIR Digital Filters Keywords: digital systems, DSP, Digital Signal Processing, FIR irrecursive digital filters, Finite-duration Impulse Response irrecursive digital filters, higher order digital filters, cascade forms, distributed arithmetic, modified distributed arithmetic, PBG, PassBand Gain, practical realizations, practical results Abstract: Finite impulse response (FIR) digital filters represent an integral part of digital systems in several applications. Since usual multipliers in digital filters represent complex hardware structure which consume power, and execution time, the distributed arithmetic or ROM accumulator structure for practical implementation of the inner product of two vectors is sometimes the way to overcome this problems /7, 10/. The exponential growth in the memory requirements in higher order FIR digital filters is pointed out and the higher order sections cascade structure is proposed as solution to this problem. An important advantage of this structure is that the total memory requirements can be reduced at the same speed of operation as in basic distributed arithmetic structure. In this paper the implementation of FIR digital filters of high order in cascade form with higher order cascade sections using distributed arithmetic is described and dynamic range of the output signal is analized. The proposed structure of cascade form with higher order cascade sections is a compromise between direct form realization and conventional cascade form with cascade sections of first, second and fourth order /3/. Beside the basic distributed arithmetic structure the modified distributed arithmetic structure is proposed. The modified distributed arithmetic structure is based upon an unipolar presentation of the input signal in the basic distributed arithmetic structure. With this modification the enlargement of dynamic range of the output signal in comparison with the basic distributed structure is obtained, and allows also the hardware complexity reduction due to better normalization of partial sums of products. With additional use of the symmetrical presentation of the partial sums of products the memory for saving the pre-calculated sums of products was halved and required memory for storing the precalculated partial sums of products was also reduced. We have shown, that the modified distributed arithmetic structure is applicable also in the higher order cascade structure of the FIR digital filter implementation, where the enlargement of the pass band gain is very useful. The comparable simulation results for lowpass FIR digital filters with 15, 31 and 41 coefficients are shown with emphasis to the passband gain calculation of filters implemented in one, two, and three higher order sections cascade structure and with different quantization steps of hardware complexity. The cascade form realization of FIR digital filter structure has a low passband gain. This Is the result of great pass band ripples of the frequency responses of the individual cascade sections, and because of the preventing of the overflow problem inside the cascade sections. When we deal with distributed arithmetic mechanization the sum of partial products must be scaled down to prevent overflow in the arithmetic logic unit. Because of this property, there is an additional decrease in passband gain, which depend on the number of cascade sections. The values of passband gain (PBG) are given in table 3 for the basic distributed arithmetic structure and in the table 4 for the modified distributed arithmetic structure respectively. The number of cascade sections has a direct influence on the dynamical range of the digital filter structure. In our case of digital filter complexity, only two or three cascade sections can be proposed. The pass band gain then remain in the upper halve of the output signal range or is not smaller than -6 dB. The most degradation of the output range are noticed at 31 tap digital filter, implemented in three cascade sections. With the proposed modified distributed arithmetic mechanization the (PBG)=0.687, or-3.2 dB is obtained, while with basic distributed arithmetic this value is twenty times lower, (PBG)=0.033 or-29,5 dB. From the presented results we can conclude that the proposed modified distributed arithmetic structure make an improvement to the dynamic range of output signal. It is of great importance, that in restricted hardware solutions, in FPGA realization of such digital systems for example, it is also possible to obtain the same frequency response performances in cascade form as in the basic distributed arithmetic structure. PRI KASKADNI OBLIKI DIGITALNIH SIT 153 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 153-159 R. Babič: Dinamika izhodnega signala pri kaskadni obliki izvedbe ... 1. Uvod Nerekurzivna digitalna sita predstavljajo integralni del digitalnih sistemov v najrazličnejših aplikacijah, ki jih najdemo pri razpoznavanju, analizi in sintezi signalov, pri prenosu in komprimiranju signalov, v telekomunikacijah, pri komunikacijah med človekom in strojem na najrazličnejših nivojih ter še marsikje. Pri tem sta zelo pomembni veji digitalne obdelave signalov digitalno filtriranje in spektralna analiza. Z vse zmogljivejšimi integriranimi vezji pri različnih načrtoval-skih pristopih postaja tudi izvedba sistemov za digitalno obdelavo signalov vedno bolj kompleksna. V prispevku je opisana kaskadna oblika izvedbe digitalnega sita s kaskad-nimi strukturami višjih stopenj v izvedbi s klasično in modificirano porazdeljeno aritmetiko. Porazdeljena aritmetika predstavlja izvedbo prenosne funkcije digitalnega sita z operacijo seštevanja in odštevanja vnaprej izračunanih vseh možnih delnih vsot koeficientov shranjenih v pomnilniku tipa EPROM ali ROM brez uporabe običajnih množilnikov. Slaba stran nerekurzivnih digitalnih sit se kaže v potrebi po sorazmerno visoki stopnji sita za dosego večjega slabljenja v zapornem frekvenčnem pasu in strmejšega prehoda iz prepustnega v zaporni frekvenčni pas. Če želimo v zapornem frekvenčnem področju doseči dušenje 60 dB, je pri različnih širinah prehodnega frekvenčnega področja /z - /p potrebno uporabiti sita s 25 do 45 koeficienti /1 / . Že pri izvedbi sita s takšnim številom koeficientov, postane uporaba klasične strukture porazdeljene aritmetike problematična zaradi eksponencialne rasti velikosti potrebnega naslovnega prostora pomnilnika s številom koeficientov N digitalnega sita, ki je določen z 2W. Za sito s 15 koeficienti potrebujemo v osnovni strukturi pomnilnik z velikostjo 215 naslovov oziroma pomnilnik z 32K besedami. Pri sitih višjih stopenj, ko je N > 30, dosega ta že okroglo vrednost 109 naslovov. To je za praktične aplikacije tudi dandanes daleč prevelika številka. Zato so prisotna prizadevanja za zmanjšanje naslovnega vektorja. Enostavni način zmanjšanja potrebnega števila pomnilnika je možen pri simetričnih delnih vsotah koeficientov /2/. Vendar s tem postopkom naslovni prostor le razpolovimo, pravo izboljšanje pa bomo dosegli s kaskadno izvedbo digitalnega sita /3, 4/. Pri tem velikost stopenj posameznih kaskadnih struktur določimo glede na aparaturno kompleksnost digitalnega sistema, posebej glede na velikost pomnilnikov za shranjevanje delnih vsot koeficientov v posameznih kaskadah. Uporaba kaskadnih struktur višjih stopenj pripelje do kompromisne rešitve /5/. Pri natančni aritmetiki se sicer ohranjajo vse prednosti osnovne izvedbe, pri upoštevanju praktičnih omejitev pri uporabi klasične porazdeljene aritmetike pa dosežemo precej slabše rezultate. Najprej je prisoten vpliv kvantizacije glede na omejeno aparaturno kompleksnost izvedbene strukture, potem pa še potreba po vnaprejšnjem normiranju delnih vsot koeficientov v vsaki kaskadni strukturi zaradi preprečevanja prelivanja vmesnih rezultatov. Zaradi slednjega se bistveno zmanjša ojačenje v prepustnem frekvenčnem področju. Pri določeni aparaturni kompleksnosti digitalnega sita se to neposredno odraža na zmanjšanju dinamike izhodnega signala. Prikazali bomo, da modificirana porazdeljena aritmetika omogoča ugodnejše normiranje delnih vsot koeficientov in s tem povečano dinamično območje izhodnega signala. Poleg modificirane porazdeljene aritmetike so za primerjavo prikazani še rezultati za klasično porazdeljeno aritmetiko, 2. Kaskadna oblika izvedbe digitalnega sita Kaskadna oblika je znana oblika izvedbe digitalnih sit, ki se običajno uporablja pri nerekurzivnih sitih predvsem zaradi enostavnejše izvedbe in manjše občutljivosti frekvenčnega odziva v zapornem frekvenčnem področju na spremembe koeficientov. To je izrazito prisotno pri splošni kaskadni obliki, ki je sestavljena iz elementarnih kaskadnih struktur prve, druge in četrte stopnje. Vendartakšna oblika ni primerna za praktično izvedbo. Prisotne so tri osnovne pomanjkljivosti /6/: splošna kaskadna oblika je sestavljena iz prevelikega števila kaskadnih struktur. pri aparaturni izvedbi z uporabo aritmetike s stalno decimalno vejico je zaradi potrebe po normiranju maksimalnega ojačenja prisotno močno zmanjšanje skupnega ojačenja kaskadne oblike v prepustnem frekvenčnem področju. Zaradi tega lahko postane razmerje signal šum popolnoma nesprejemljivo za praktično uporabo. pri frekvenčno selektivnih digitalnih sitih se pojavlja velika občutljivost na spremembe koeficientov oziroma vplivov kvantizacije v prehodnem frekvenčnem področju. To povzročajo predvsem prenosne funkcije tistih struktur, ki so v prepustnem frekvenčnem področju določene z ničlami izven kroga enote v z ravnini. Pri tem ugotovimo, da takšne strukture nimajo niz-koprepustnih frekvenčnih odzivov, čeprav gre za izvedbo nizkoprepustnega sita. Zaradi teh pomanjkljivosti je splošna kaskadna oblika izvedbe digitalnih sit s končnim trajanjem impulznega odziva bolj teoretična rešitev, ki se pri aparaturni izvedbi sooča z velikimi težavami zaradi vplivov kvantizacije. Tudi uporaba porazdeljene aritmetike teh pomanjkljivosti ne zmanjšuje, čeprav bi se zaradi majhnih stopenj osnovnih struktur v največji možni meri zmanjšale potrebe po pomnilniških kapacitetah. Z upoštevanjem lastnosti osnovne in splošne kaskadne oblike se ponuja kompromisna rešitev izvedbe digitalnega sita v kaskadni povezavi struktur višjih stopenj. Te dobimo z ustrezno združitvijo struktur prve, druge in četrte stopnje /4/. Ugotovili smo, da se s tem vse tri pomanjkljivosti splošne kaskadne povezave v veliki meri odpravijo. Predvsem pa je pomembno dejstvo, da dosežemo v kaskadni obliki izvedbe in v strukturi porazdeljene aritmetike enake hitrosti odzivov kot v direktni obliki, s tem da glede na manjše stopnje kaskadnih struktur zlahka uskladimo potrebe po pomnilniških kapacitetah za shranjevanje delnih vsot koeficientov. 154 R. Babič: Dinamika izhodnega signala pri kaskadni obliki izvedbe ... Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 153-159 3. Modificirana porazdeljena aritmetika Za nerekurzivno digitalno sito zvezo med izhodnim >'(n) in vhodnim signalom 4n) najpogosteje zapišemo s konvolu-cijsko enačbo v obliki: N-1 y(n)=J^h(k)x(n-k) (1) k=0 V enačbi je s h(k), k = 0,1,..., N -1 označena končna sek-venca N koeficientov impulznega odziva nerekurzivnega digitalnega sita stopnje /v — lin x(n -k) N časovnih otipk- ov vhodnega signala. Izhodni signal y(n) predstavljamo v binarni obliki z Sy biti. Vhodni signal x(n) je običajno omejen v intervalu med -1 in +1 in ga v binarni obliki predstavimo z dvojiškim komplementom: (2) V enačbi (2) predstavlja Bx število bitov za zapis n-te vrednosti vhodnega signala x{n), b{n) so binarne spremenljivke vhodnega signala x(n), ki zavzamejo vrednosti 0 ali 1. Pri tem bo(n) predstavlja predznak in ¿>ex-i(n) najmanj uteženi bit z utežno vrednostjo 2"(Sx"1). Modificirana porazdeljena aritmetika /2/ temelji na unipo-larni predstavitvi vhodnega signala zapisanega v dvojiškem komplementu. S takšnim zapisom vhodnega signala se izognemo odštevanju zadnje delne vsote v klasični porazdeljeni aritmetiki in tako tudi zmanjšamo kompleksnost vezja. Vhodni signal x(n) predstavimo v binarni obliki z (3) Omejen je v polodprtem intervalu [0, 2). Trenutno izhodno vrednost izhodnega signala na unipolarni vhodni signal dobimo z upoštevanjem izrazov (1) in (3) v obliki 2"' (4) Z clvt (n) so označene delne vsote koeficientov, ki jih v strukturi porazdejene aritmetike imenujemo tudi vmesni rezultati, saj njihove vrednosti predstavljajo vmesni korak pri izračunu y. Za en izračun izhodne vrednosti potrebujemo toliko delnih vsot koeficientov, kot je število bitov spremenljivke x . Izraz (4) predstavlja mehanizem delovanja modificirane porazdeljene aritmetike. Za izračun izhodne vrednosti sta potrebni le operaciji seštevanja in množenja z 2~', ki se preprosto izvaja s pomikom vsebine v aritmetično logični enoti za i - bitov v desno. Izkaže se, da je vtem primeru tudi izhodni signal unipolaren in premaknjen iz izhodišča za konstantno vrednost Ky, ki jo dobimo z zapisom kon- volucijske vsote za y" (n). k-0 N- k=0 k=0 = y(n)+ Ky. (5) Velikost konstante Ky je določena z vsoto koeficientov impulznega odziva digitalnega sita. Če sedaj vpeljemo modificirane delne vsote koeficientov v obliki, /V-l clvmi = dvt — 2 „n (6) bomo najbolj enostavno izničili konstantno vrednost v izhodnem signalu in dobili na izhodu spet bipolarno obliko signala. Po (6) so postale delne vsote tudi simetrične. Glede na en (5) je izhodna vrednost signala y(n) določena z £i/wni2-' =y\n)-Ky = y(n) (7) Skupni vsoti delnih vsot koeficientov dv-, se odšteva vsota koeficientov impulznega odziva sita in izniči premaknitev, ki nastane zaradi unipolarnega zapisa vhodnega signala. Na osnovi enačb (7) in (6) lahko narišemo izvedbo digitalnega sita v modificirani obliki porazdeljene aritmetike, ki je v primerjavi s klasično porazdeljeno aritmetiko nekoliko enostavnejša, saj se v aritmetično logični enoti izognemo odštevalni enoti. Struktura je prikazana na sliki 1. Slika 1: Izvedba digitalnega sita v modificirani obliki porazdeljene aritmetike Za razliko od delnih vsot koeficientov, ki so pri klasični porazdeljeni aritmetiki za nizkoprepustna sita izrazito pozitivne ali negativne vrednosti, so modificirane delne vsote koeficientov izračunane po enačbi (6) simetrične z nasprotnimi predznaki. V procesu normiranja delnih vsot koeficientov 155 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 153-159 R. Babič: Dinamika izhodnega signala pri kaskadni obliki izvedbe ... je takšna razporeditev vrednosti ugodnejša, saj dosežemo posebej pri nizkoprepustnih sitih zapis večjih vrednosti v pomnilnik. To je osnova povečanja dinamičnega območja izhodnega signala. Da člmbolje izkoristimo izhodno napetostno območje in hkrati preprečimo prekoračitve v izhodnem signalu, ki je omejen z Ba oziroma z 6y biti, normiramo modificirane delne vsote koeficientov glede na maksimalno In minimalno vrednost frekvenčnega odziva, dvmnmmi = dvm, H{e"0)mia-H{e"")ma 2 Zato moramo v postopku načrtovanja za izbrano digitalno sito določiti maksimalno, H(e''")mm in minimalno vrednost frekvenčnega odziva, H(ej'")min ■ Največja vrednost delne vsote koeficientov je tedaj enaka 1, najmanjša pa -1. 4. Uporaba modificirane porazdeljene aritmetike pri izvedbi kaskadne oblike sita s strukturami višjih stopenj Pri kaskadni izvedbi digitalnega sita se prej opisane razmere bistveno ne spremenijo. Izhodni signal je po vsaki kaskadi bipolarne narave in ga moramo pred povezavo na naslednjo kaskado ponovno pretvoriti v unipolarno obliko. Simetrične modificirane delne vsote koeficientov normiramo glede na maksimalno in minimalno vrednost frekvenčnega odziva za vsako kaskadno strukturo posebej. Pri aritmetiki z neomejeno natančnostjo bi izhodni signal po vsaki kaskadi ohranjal enak nivo. V praktičnih razmerah pa se nivo izhodnega signala iz kaskade v kaskado le zmanjšuje. Izvedbo digitalnega sita v kaskadni obliki v strukturi klasične in modificirane porazdeljene aritmetike smo simulirali na bitnem nivoju in tako zajeli tudi vplive kvantizacije. Z 32 biti smo predstavili referenčno izvedbo sita; za zapis vhodnega signala, delnih vsot koeficientov, aritmetično logične enote ter izhodnega signala pa smo uporabljali 8 do 16 bitov. Frekvenčne odzive in osnovne parametre frekvenčnih odzivov, kot so ojačenje v prepustnem frekvenčnem področju (P6G), slabljenje v zapornem frekvenčnem področju (SBA) in dušenje sita (A), smo dobili z diskretno Fourierjevo transformacijo (DFT) odziva sita na belošumni signal na vhodu. Pri spreminjanju števila otipkov vhodnega signala, smo dobili zadovoljive rezultate že s 500 otipki. V nadaljevanju je prikazan pregled zanimivejših rezultatov parametrov frekvenčnih karakteristik za nerekurzivna digitalna sita s 15, 31 in 41 koeficienti, ki smo jih izvedli v kaskadni obliki z eno, dvema in tremi strukturami. Poleg modificirane porazdeljene aritmetike je podana primerjava za klasično porazdeljeno aritmetiko /7/. Na naslednjih slikah so v grafični obliki predstavljeni simu-lacijski poteki frekvenčnih odzivov. Slika 2 prikazuje časovni potek dela vhodnega belošumnega signala, ki smo ga uporabljali za izračun frekvenčnih spektrov z DFT. Njegov frekvenčni spekter ter spekter izhodnega signala iz nizko-prepustnega digitalnega sita s 15 koeficienti pa je pri upoštevanju vplivov kvantizacije vhodnega signala zBx =12 biti, delnih vsot koeficientov z£dv =8 biti In aritmetično logične enote zB;1 =32 biti prikazan na sliki 3. Slika 2: Časovni potek dela vhodnega belošumnega signala I H((/fv)| Slika 3: Frekvenčni spekter vhodnega in izhodnega signala za nizkoprepustno digitalno sito s 15 koeficienti pri Bx =12, Bdv =8 in fia =32 Na sliki 4 sta prikazani frekvenčni karakteristiki referenčnega nizko prepustnega sita z N =41 koeficienti v izvedbi s tremi kaskadnimi strukturami v klasični in modificirani porazdeljeni aritmetiki. Referenčno ojačenje se pri uporabi modificirane porazdeljene aritmetike v prepustnem pasu sicer zniža na vrednost PBG =0.874 ali -1.16 dB, kar pa je v primerjavi s PBG=0.04 ali -27.9 dB pri klasični porazdeljeni aritmetiki skoraj zanemarljivo. Z modificirano porazdeljeno aritmetiko dosežemo kar dvajset kratno izboljšanje ojačenja v prepustnem frekvenčnem področju. Podobno izboljšanje ojačenja v prepustnem frekvenčnem področju smo dosegli tudi pri situ z 31 koeficienti, le daje bilo referenčno ojačenje z modificirano porazdeljeno aritmetiko precej manjše, PBG = 0.687. Osnovni nivo ojačenja je precej odvisen od prenosne funkcije digitalnega sita in od optimalne določitve koeficientov za posamezno kaskadno strukturo /4/. 156 R. Babič: Dinamika izhodnega signala pri kaskadni obliki izvedbe ... Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 153-159 Slika 4: Frekvenčni karakteristiki referenčnega nizko prepustnega sita zN=41 koeficienti v izvedbi s tremi kaskadnimi strukturami v klasični (spodaj) in modificirani (zgoraj) porazdeljeni aritmetiki V tabeli 1 in 2 sta prikazana parametra frekvenčnih odzivov (P6G) z absolutnimi in logaritemskimi vrednostmi in (A) v logaritemskem merilu za sito z 31 koeficienti, izvedeno v treh kaskadnih strukturah, za klasično in modificirano porazdeljeno aritmetiko z upoštevanjem vplivov kvantizacije vhodnega signala z?x, delnih vsot koeficientovfidv in aritmetično logične enote /i:i. Tabela 1: Vrednosti ojačenja v prepustnem frekvenčnem področju (PBGJ in dušenje sita (fk) z N=37 koeficientiza klasično porazdeljeno aritmetiko pri različnih stopnjah kvantizacije B / PBG \PBG\ (PBG) [clB /t [d B J Bx =Bdv =S„ =32 0.033 -29.574 57.413 Bx = 10 0.033 -29.631 27.433 Bx = 12 0.033 -29.587 37.492 Bx = 16 0.033 -29.574 55.088 Bd» = 10 0.033 -29.537 34.090 Bdv=12 0.033 -29.581 44.156 5<,v = 16 0.033 -29.574 56.180 fia=10 0.038 -28.426 12.143 B.t =12 0.033 -29.571 27.371 fi„ =16 0.033 -29.575 48.532 Tabela 2: Vrednosti ojačenja v prepustnem frekvenčnem področju (PBGJ in dušenje sita (A) z N=37 koeficienti za modificirano porazdeljeno aritmetiko pri različnih stopnjah kvantizacije B / PBG |PBG| PBG [dB] /t [dB] Bx =*dv =B, =32 0.687 -3.263 57.413 Bx =10 0.707 -3,013 47.531 Bx =12 0.699 -3,106 54.457 Bx =16 0.687 -3,246 57.437 5----- referenčnega djk) skupni ali ptimarnt referenčni signal > signal odstopanja ali signal napake f adap(ivni m Hp filter ocenjen šum ► izhod Slika 2; Primer uporabe adaptivnega sita pri odpravi motilnega signala Senzor primarnega signala d(k) sprejema informacijo o koristnem signalu, na katerega je superponirana komponenta motilnega signala vo(k). Senzor referenčnega signala zajema motilni signal Vi {k), ki predstavlja referenčni signal u(k) sistema za odpravo motilnega signala. Na izhodu iz sistema za odpravo motilnega signala dobimo signal odstopanja e(k), ki predstavlja približek koristnemu signalu z nev-traliziranim motilnim signalom. Koristni signal s(k) bistveno ne vpliva na odpravo šuma. Izkaže se, da je minimalno srednje kvadratično odstopanje signala napake e(k), enako minimalnemu srednje kvadratičnemu odstopanju y(k)-vo{k) /5/. Enačbo primarnega signala d{k) opisuje enačba (1). d(k) = s(k) + v0(k) (1) Pri tem je s(k) koristni signal, signal vo{k) predstavlja komponento motilnega signla. Koristni signal s{k) in komponenta motilnega signala vo(k) sta med sabo nekorelirana. Če sta signala nekorelirana, za vsak njun otipek velja, 4?(A:)vo(A:-«)] = 0 /7 = 0,1,2.. (2). V enačbi (2) je E operator matematičnega upanja. Senzor referenčnega signala sprejema motilni signal v-i(k), ki je nekoreliran s koristnim signalom s{k). Hkrati je motilni sig- 161 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 160-168 D. Osebik, R. Babič, B, Horvat: Adaptivna digitalna sita v strukturi porazdeljene aritmetike nal vi {k) koreliran s komponento motilnega signala vo(k), ki je superponirana v koristnem signalu s{k). Lastnosti med koristnim signalom s(k) in obema komponentama motilnih signalov lahko predstavimo z enačbama (3) in (4). £[s(A:)v| (k - «)] = 0 n = 0,1,2... (3) E[v0(k)vi(k-n)] = p(k) « = 0,1,2... (4) V enačbi (4) je p(k) povprečna vrednost križno korekcijskega vektorja za otipek k. Lahko rečemo, da enačba (4) opisuje linearno razmerje med obema signaloma šuma. V realnem okolju z dvema različno postavljenima mikrofonoma ni možno zagotoviti dveh povsem identičnih motilnih signalov. Vedno bo med motilnima signaloma vo(k) in v^(k) prisotna neka zveza, ki jo podaja enačba (4). Naloga adap-tivnega sita je prilagoditev koeficientov tako, da adaptivni sitem ugane časovni potek motilnega signala vo(k) le na osnovi znane informacije o referenčnem signalu vt{k). Prilagoditev koeficientov adaptivnega digitalnega sita poteka po algoritmu za oceno odstopanja. 3. Izbira adaptivnega algoritma za oceno odstopanja Adaptivni algoritem je zgrajen nad izbrano strukturo sita in skrbi za optimalno nastavljanje parametrov sita glede na izbran kriterij. Vprašanje je le, kateri je "pravi"kriterij. Pri digitalnem prenosu podatkov, je pravo merilo gostota napak pri prenosu, vendar si z njo zaradi matematičnih in praktičnih težav ne moremo veliko pomagati. Potrebno je, da obstaja dovolj enostavna povezava med kriterijem in parametri sita. Zaradi matematične enostavnosti se kot kriterij pogosto uporablja najmanjše srednje kvadratično odstopanje - LMS kriterij. Uporaba tega kriterija pomeni mini-mizacijo moči prisotnega šuma v izhodnem signalu. Izbran kriterij mora zadostiti primerni aparaturni kompleksnosti, Izračun koeficientov z njim se mora izvršiti v času ene periode vzorčenja vhodnega signala in čas adaptacije adaptivnega sita mora biti dovolj kratek. 3.1 VVienerjevo sito - optimalno linearno filtriranje Osnovni postopek iskanja optimalno nastavljivih parametrov sita na osnovi kriterija minimalne srednje kvadratične napake temelji na optimalnem linearno časovno diskretnem situ, kije poznano kot VVienerjevo sito/5/. Slika 3 prikazuje linearno diskretno sito, ki ima možnost prilagajanja svojih koeficientov tako, daje ocenjena napaka e(k) najmanjša. dobljeni vhodni vzorci in koeficienti sita pogoji v času k Vektor koeficientov h (k), ki bodo zagotovili najmanjšo ocenjeno odstopanje, dobimo za VVienerjevo sito na osnovi statistične obdelave vhodnega signala (referenčnega signala) u{k) in želenega signala d(k). Sito s svojimi koeficienti predstavlja linearno časovno diskretno sito. Njegov odziv na vhodni signal u(k) opisuje konvolucljska enačba (5). y{k) = Y,\i0(k)u(k + \-n) k = 0,1,2,... (5) /i—o V enačbi (5) je ho(/c) vektor optimalnih vrednosti koeficientov k-tega otipka. ki ga določa produkt avtokorelacijskega vektorja R s produktom križnokorelacljskega vektorja p . Izračun vektorja optimalnih vrednosti koeficientov bo{k)=[hi(k) h2(k)... hdk)] opisuje enačba (6), h0 = R~'p (6) Vrednost avtokorelacijskega vektorja R določimo iz vzorcev vhodnega signala po enačbi (7), R = E[u(k)ur(k)] (7) Vrednost križnokorelacijskega vektorja p določimo s statistično analizo odstopanja vzorcev e(k) med vhodnim signalom u{k) in želenim odzivom d{k). Izračun križnokorelacijskega vektorja p podaja enačba (8), p = E[u(k)d(k)} (8) Pri tem je križnokorelacijski vektor p za dan primer izbran tako da, je končno odstopanje med primarnim signalom in izhodnim signalom najmanjše. Metoda iskanja optimalnih koeficientov Wienerjevega sita da točne vrednosti koeficientov sita, žal je za sita višjih stopenj potrebnega precej računanja, ki ga je v realnem času z aparaturno opremo težko izvesti. Ena izmed poti za iskanje optimalnih koeficientov je metoda, ki je poznana v literaturi /5/ kot algoritem strmega spusta (Steepest-Descent Algorithm) 3.2 Algoritem strmega spusta Algoritem strmega spusta je zaradi svoje računske enostavnosti zelo primeren za izvedbo adaptivnih digitalnih sit. Slika 4 prikazuje iskanje optimalnega koeficienta ho za enodimenzionalni primer. u(G), u(1), u(2)„ vhod linearno časovno diskretno sito h,(k), !\(k).....hN(k) y(k) izhod _d(k) želeni odziv e(k) ocenitvena napaka Slika 3: Blokovni diagram rešitve statistične določitve koeficientov optimalnega sita 162 D. Osebik, R. Babič, B, Horvat: Adaptivna digitalna sita v strukturi porazdeljene aritmetike Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 160-168 -T\vhj(0) -mj(i) Slika 4: Iskanje optimalnega koeficienta h=ho z metodo strmega spusta Na krivulji srednjega kvadratičnega odstopanja J poiščemo optimalne koeficiente z metodo strmega spusta vzdolž krivulje. Funkcija gradienta J kaže vedno v smeri največje spremembe srednjega kvadratičnega odstopanja J. Funkcija gradienta J se sestoji iz dveh komponent: komponente v smeri koeficienta sita h In komponenta v smeri srednjega kvadratnega odstopanja J. Izračun novega koeficienta poteka po enačbi (9), A(* + l) = A(A)-t/V,, [./(*)] (9) V enačbi (9) je Vh [J{k)] komponenta gradienta vektorja srednjega kvadratnega odstopanja J v smeri koeficienta h. Adaptivna konstanta t] je pozitivno realno število in določa hitrost strmega spusta. Za aparaturno izvedbo izračuna koeficienta je potrebno izračun gradienta vektorja srednjega kvadratnega odstopanja Vh {J(k)) nadomestiti s primernejšo matematično operacijo. Z zamenjavo trenutne vrednosti gradienta z izrazom, ki ga opisuje izraz (10) dobimo veliko primernejši postopek za iskanje optimalnega koeficienta po algoritmu strmega spusta. MW)~{i{e\kb-0.9981). Based on the random process theory, the power spectrum density (PSD) of the input current is estimated and measured for detecting the influence of the randomization in the medium frequency range. In this particular case, the Welch's estimation method has been applied and optimisation method within the Matlab has been done for detecting the crucial parameters of estimations as well. Both, estimations and measurements have confirmed the benefits of the randomization: improvements in the PSD make a good promise for reduced conducted EMI as well. Finally, by measuring the conducted EMI behaviour of the boost rectifier in the high frequency range is evaluated. 1. Uvod V tem prispevku je potrjena teza, da z uporabo naključne modulacijske tehnike v usmerniku s korekcijo faktorja moči lahko učinkovito zmanjšamo prevodne motnje v omrežju. Predlagana je tudi ustrezna metoda ugotavljanja učinkovitosti preizkušanih algoritmov z minimalno potrebno merilno in računalniško opremo. Danes, v dobi informacijske tehnologije je množica nelinearnih porabnikov (kot so bela tehnika, zabavna elektronika, osebni računalniki) večinoma napajana preko navadnih diodnih usmernikov (slika 1). Posledica tega je zajetna količina nizkih harmonikov, ki povzročajo popačenje omrežne napetosti /1/. Drugi pereč problem predstavlja stikalni način delovanja modernih naprav, kjer visoke strmine napetosti in tokov povzročajo elektromagnetne motnje (electromagnetic interference - EMI) v prostoru /2/. V nadaljevanju bomo najprej ovrednotili skupno harmonsko popačenje vhodnega toka in faktor moči, kar bo podlaga za oceni- tev vpliva uporabe naključne modulacije na ta dva ključna parametra. ¡vh Slika 1: Enofazni diodni usmernik. 2. Skupno harmonsko popačenje Za ovrednotenje vpliva nelinearnih porabnikov na omrežje si oglejmo harmonsko vsebino vhodnega toka navadnega diodnega usmernika. Oblika toka seveda močno odstopa od sinusne oblike in hkrati povzroča popačenje napajalne napetosti (slika 2). 169 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 169-177 F. Mihalič, M. Milanovič: Zmanjšanje prevodnih motenj z naključno PŠM Slika 2: Napajalna napetost in vhodni tok diodnega usmernika. Za lažjo analizo predpostavimo, da ima napetost v stacionarnem stanju sinusno obliko in konstantno frekvenco. Tedaj lahko izrazimo vhodni tok kot vsoto vseh harmonskih komponent, kar nam služi za izračun skupnga harmonskega popačenja (total harmonic distortion - THD) vhodnega toka kot THDi = 100--^ = 100 • I s 1 V h=2 V /S1 V y (d Merilo učinkovitosti trošenja delovne moči je faktor moči (power factor - PF), ki ga lahko izrazimo s pomočjo gornje enačbe in faktorja premaknitve (displacement factor- DPF): P F ■ 1 Vi + THDf DPF = cos C C C C C C C C h HWHHHHHH i c_L <± čl cj_ cL cL c_L TTTTTTTTI I }Mli}M ' Š T T T T T T T Digitalni Generator Šuma (PIC16C84) (b) Slika 5: (a) Krmilna enota usmernika, (b) Princip naključne modulacije: mreža kondenzatorjev in digitalni generator šuma. 171 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 169-177 F. Mihalič, M. Milanovič: Zmanjšanje prevodnih motenj z naključno PŠM Običajno so vrednosti za Rset med 10 k£2 in 15 k£2, zato želeno stikalno frekvenco zlahka dosežemo s primerno izbiro Ct iz (7). Za zmanjšanje neželenega vpliva PŠM mod-ulatorja na harmonsko vsebino smo vpeljali naključno spreminjanje nosilne frekvence. Spremenjena oblika mod-ulatorjaje prikazana na sliki 5(b). Spreminjanje kapacitivnos-ti kondenzatorja Ct dosežemo z naključnim preklapljanjem mreže kondenzatorjev s pomočjo digitalnega generatorja šuma (mikrokrmilnik PIC-16C84) kar pomeni spreminjanje strmine žagaste napetosti. 8 bitni izhod iz mikrokrmilnika preklaplja ustrezni kondenzator v mreži proti masi. Skupna kapacitlvnost mreže se tako naključno spreminja znotraj meja CT -O 1- I T y .1 ± (2200pF) -t ~ x I I (2 x 3mH) "XT—* = (2200pF) ° 15 0.21 0.35 0.55 l i0 3.50 600 ,0.t)l Frekvenca (MHz) (a) EMI MERITEV ) 16 0.0.35 0 55 1.0 M 3.5 6 3 10 15 22 30 Mi (C) (b) Slika 10:(a) Merilno mesto za prevodne motnje, (b) standardni merilni člen LISN in (c) EMI filter. Slika 11: Merjenje prevodnih motenj: (a) umerjanje EMI filtra, (b) končna meritev. 176 F. Mihalič, M. Milanovič: Zmanjšanje prevodnih motenj z naključno PŠM Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 169-177 Pripomniti moramo, daje bil usmernik navzgor zgrajen brez zaščitnega vezja na glavnem tranzistorju (snubberless) in je torej ostalo še nekaj rezerve za morebitno izboljšanje poteka meritve. Kljub temu je vidna prednost naključne modulacije, saj so bile Izmerjene prevodne motnje vedno manjše kot pa v primeru običajne PŠM. Tako lahko podamo končno oceno učinkovitosti naključne modulacije, ki po eni strani pomeni le majhno spremembo znotraj klasičnega pulzno širinskega modulatorja. Po drugi strani omogoča naključna modulacija zadovoljivo zmanjšanje prevodnih motenj, ki jih povzročajo stikalne naprave kot je obravnavan usmernik navzgor. Vendar je bil tak rezultat tudi pričakovan na podlagi estimacij spektra močnostne gostote v četrtem poglavju. 6. Zaključek V napravah močnostne elektronike se v zadnjem času pojavljajo različne modulacijske tehnike Tako je bil obravnavan usmernik s korekcijo faktorja moči (ali usmernik navzgor) z namenom potrditve teze o izboljšanju elektromagnetne združljivosti z uporabo naključne modulacije. V zadnjem času narašča število različnih objav na tem področju. Fou-rierjeva transformacija naključne stikalne funkcije zaradi narave naključnih procesov ni primerno orodje za frekvenčno analizo. Bolje se obnese spekter močnostne gostote, ki je Fourierjeva transformacija avtokorelacijske funkcije. V ta namen imamo na voljo zelo uporabno in učinkovito orodje kot je Matlab, kjer lahko izvedemo estimacije močnostnega spektra na končno dolgih izmerjenih vzorcih. Stikalni pretvorniki so večinoma krmiljeni s pomočjo deterministične modulacije (običajna PŠM). Zato so tudi standardi prirejeni glede na omejeno količino višje harmonskih komponent, ki jih smejo naprave oddajati v elektromagnetno okolje. Tako sta posebej obdelana skupno harmonsko popačenje (THD) omrežnega toka in faktor moči, ki sta v obravnavanem primeru usmernika navzgor tudi merodajna kriterija ovrednotenja vpliva naključne modulacije. Končna izvedba krmilne enote vsebuje digitalno-analogni naključni modulator, kar se je iskazalo za enostavno in učinkovito rešitev med delovanjem usmernika navzgor. Pomembno vlogo imajo tudi EMI filtri, ki omejujejo prevodne motnje, katere prevladujejo med delovanjem naprav močnostne elektronike. Njihovo poznavanje se je iskazalo kot koristno pri meritvah prevodnih motenj, saj brez njihove uporabe ni mogoče zagotoviti zadovoljive elektromagnetne združljivosti usmernika navzgor. Literatura /1./ R. Redi, P. Tentl, and J. D. van Wyk. Power electronics' polluting effects. IEEE Spectrum, vol.: 34, no.:5, pp. 32-39, May 1997. 12.1 J. J. Goedbloed. Electromagnetic Compatibility. Prentice Hall, New York, 1992. /3./ I EC 1000-3-2 Document. Electromagnetic compatibility (EMC) - Part 3: Limits - Section 2: Limits for harmonnic current emission (eguipment input current I 16A per phase). 1995. /4./ T. Tanaka, T. Ninomija, and K. Harada. Random-switching control in dc/dc converters. PESC 1989 Record, pp. 32-39, Milwaukee, Wl, 1989 /5./ T. G. Habetler and D. M. Divan. Acoustic noise reduction in sinusoidal PWM drives using a randomly modulated carrier. IEEE Transactions on Power Electronics, vol.: 6, no.:4, pp. 356-363, 1991. /6./ H. Akagi. Trends in active power line conditioners. IEEE Transactions on Power Electronics, vol.: 9, no.: 3, pp. 263-268, 1994. /7./ Unitrode. Unitrode Design Notes: UC-3854A - Advanced Power Factor Correction Control IC, Apr. 1994. /8./ Matlab 5.2: Signal Processing Toolbox User's Guide, The Math Work Inc., Natick, MA, 1997. /9./ N. Wiener. Nonlinear Problems in Random Theory. John Wiley & Sohns, Inc., New York, 1958. /10./ L. Gyergyek. Signali in statistične metode. Univerza v Ljubljani, Fakulteta za elektrotehniko, 1984. /11./ S. L. Marple. Digital Spectral Analysis with Applications. Prentice Hall, Engelwood Cliffs, New Jersey, 1987. /12./ A. Papoulis. Probability, Random Variables, and Stohastic Process. McGraw-Hill, Inc., New York, 1991. /13./ J. G. Proakis and D. G. Manolakis. Digital Signal Processing: Principles, Algorithms and Applications. Macmillan Publishing Company, New York, 1992. /14./ C. W. Therrien. Discrete Random Signals and Statistical Signal Processing. Prentice Hall International, Inc., Engelwood Cliffs, New Jersey, 1992. /15./ A. M. Stankovič, G. C. Verghese and D. J. Perreault. Analysis and synthesis of randomized modulation schemes for power converters. IEEE Transactions Power Electronics, vol.: 10, no.: 6, pp. 680-693, 1995. /16./ F. Mihalič and M. Milanovič. Power spectrum estimation of the input current in random modulated boost rectifier. IECON 1998 Proceedings, vol.: 3, pp. 1382-1387, Aachen, Germany, Aug. 1998. /17./ F. Mihalič and M. Milanovič. Wide-band frequency analysis of the randomized boost rectifier. PESC 2000 Proceedings, vol.: 2, pp. 946-952, Galway, Ireland, June 2000. /18./ T. Guo, D. Y. Chen and F. C.Lee. Separation of the common-mode and the differential-mode conducted EMI noise. VPEC Seminar Proceedings, pp. 293-301, Blacksburg, VI 1993. /19./ VDE Std 0875/1. Radio interference suppression of electrical appliances and systems, 1988. dr. Franc Mihalič izr. prof. dr. Miro Milanovič Univerza v Mariboru Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova 17, 2000 Maribor tel.: +386 2 220 7331, fax: +386 2 220 7315 e-mail: fero@uni-mb.si Prispelo (Arrived): 02.07.2001 Sprejeto (Accepted): 20.08.2001 177 UDK621,3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana ADAPTIVNA METODA MERJENJA STATIČNIH KARAKTERISTIK ELEKTRONSKIH KOMPONENT IN NJENA REALIZACIJA Z VIRTUALNIM INSTRUMENTOM Jože Mohorko, Ladislav Mikola Univerza v Mariboru, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, Inštitut za avtomatiko, Maribor, Slovenija Ključne besede: deli sestavni elektronski, karakteristike statične, U-l karakteristike napetost-tok, tranzistorji, diode, upori električni, tiristorjl, merjenje karakteristik, Izvedbe praktične, VI instrumenti virtualni, metode merilne adaptivne, metode merilne tangentne, DAQ zajemanje podatkov Povzetek: V članku opisujemo računalniško podprt postopek določanja statičnih I - U karakteristik elektronskih elementov. Osnovna kriterija Izbire števila merilnih točk na karakteristiki sta hitrost meritve In zveznost izmerjene karakteristike, ki pa sta protislovna. Postopek temelji na adaptivnl metodi Izbiranja omejenega števila maksimalne merilnih točk tako, da so enakomerno razporejene po karakteristiki, brez vnaprejšnjega poznavanja lastnosti merjenca, ob omejitvah dovoljene moči, toka in napetosti. Realiziran je v obliki vlrtualnega Instrumenta v programskem okolju LabView ® firme National Instruments. Rezultati meritev statičnih karakteristik različnih tipov merjencev, kot so: upor, dioda, tranzistor, zener dioda in tins tor, potrjujejo uspešnost predstavljene metode tudi v primerih izbire dokaj malega števila merilnih točk (10-15). Adaptive Method for the Mesurement of Statical Characteristics of Electronics Parts and its Realisation as Virtual Instrument Keywords: electronic components, static characteristics, U-l characteristics, voltage-current characteristics, transistors, diodes, electrical resistors, thyristors, measurement of characteristics, practical realizations, VI, Virtual Instruments, adaptive measuring methods, tangent measuring methods, DAQ, Data AcQuisiton Abstract: An approach to the computer-aided measurement of static characteristics is described. There are two basic criteria for choosing the number of measurement points: the speed of measurement performance and the continuity of the measured characteristic, which are contradictory. The approach is based on the adaptive method for choosing a limited set of measuring points with a uniform distribution along the characteristic, without the need for apriori knowledge about measured parts, limited by maximum permitted power, current and voltage. The approach is implemented as Virtual Instrument (VI) using LabView ® from National Instruments. The results of experimental measurements of statical characteristics of different types of electronic elements, such as resistor, zener diode, transistor and tyristor, confirm the efficiency of the presented method even in the case of choosing a relatively small number of measurement points (10-15). 1. Uvod Kontrola statičnih karakteristik elektronskih komponent je zelo pomembna dejavnost merilne tehnike. Naštejmo samo nekatera področja uporabe v proizvodnih dejavnostih in pedagoškem procesu. Proizvajalec izvaja meritve v fazi razvoja komponente /1,7, 8, 9, 10, 13 15, 16, 17/, ko želi preveriti ali izdelek ustreza lastnostim, ki so bile zastavljene, kot tudi v serijski proizvodnji za zagotavljanje konstantne kakovosti izdelkov. Po drugi strani pa proizvajalci elektronskih naprav izvajajo vhodne kontrolne meritve elektronskih komponent pred vgradnjo v naprave. Zgodnje odkrivanje in preprečevanje napak v izdelku, ko še ni velike dodane vrednosti, namreč zmanjša stroške proizvodnje. Zelo pomembno področje izvajanja takih meritev je tudi v pedagoškem procesu na fakultetah in srednjih šolah, kjer je potrebno študentom poleg teoretične podlage na čim bolj nazoren način prikazati lastnosti delovanja elektronskih gradnikov/11,12,14/. Sodobni trendi merilne tehnike gredo v smer računalniške avtomatizacije zajemanja merilnih podatkov s pomočjo DAQ merilnih vmesnikov (Data Acquisition) in računalniško krmiljenih merilnih instrumentov z instrumentacijskimi podatkovnimi vodili GPIB (General Purpose Interface Bus) oziroma IEEE-488.2. Program, ki upravlja računalniško podprto meritev, imenujemo navidezni instrument VI (Virtual Instrument) /3,5/. Značilen navidezni instrument, ki se uporablja za izvajanje meritev, vsebuje zajemanje merilnih vrednosti, analizo podatkov in prikaz merilnih vrednosti. Na tržišču obstaja precej programskih orodij za razvoj VI /4/. Najbolj je znan LabVIEW (Laboratory Virtual Instrument Engineering Workbench) firme National Instruments (NI), ki je zasnovan na objektnem grafičnem programskem jeziku "G". 178 J. Mohorko, L. Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih ... Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 178-184 Če hočemo v polni meri izkoristiti vse prednosti, ki jih sodobna tehnologija merilne opreme ponuja, je potrebno uporabljati merilne postopke, ki to omogočajo /6/. V tem članku je predstavljena nova metoda avtomatizirane meritve I - U statičnih karakteristik z adaptivno optimalno optimizirano izbiro merilnih točk. Ta metoda omogoča zasnovo univerzalnega VI, ki je primeren za meritev statičnih karakteristik poljubnih linearnih in nelinearnih elektronskih elementov kot so upori, varistorji, PTC/NTC upori, diode, zener diode, FET, transistorji. VI omogoča tudi meritev družine karakteristik merjenca, pri katerem spreminjamo parametre, kot so: temperatura, bazni tok, krmilna napetost,... Element je med meritvijo zaščiten pred uničenjem zaradi prekoračitev mejnih vrednosti toka, napetosti ali moči. 2. Adaptivna metoda izbire merilnih točk Načrtovanje metode za meritev statičnih karakteristik temelji na merilnem vezju na sliki 1. Statično karakteristiko bomo dobili s pomočjo meritve kolektorske napetosti Uc in izračunane vrednosti kolektorskega toka /c pri konstantnem baznem toku /. Za meritev smo uporabili instrumente, ki Slika 1: Avtomaska/polavtomaska meritev družine statičnih karakteristik podpirajo GPIB komunikacijo. Za merjenje napetosti UDVM je multimeter HP 3478A, izvor napetosti Ucc je napajalnik HP 6632A, izvor Ub pa je lahko še en napajalnik HP 6632A za avtomatsko nastavitev baznih tokov ali pa nekrmiljen izvor napetosti, če merimo na polavtomatski način z ročno nastavitvijo krmilnih tokov. Povezava instrumentov s krmilnim računalnikom je razvidna na sliki 2. GPIB vodilo Slika 2: Računalniško krmiljeni merilni instrumenti Pri elektronskih elementih z linearnimi karakteristikami je najprimernejše izbrati merilne točke enakomerno, na primer z enakomernim povečevanjem napetosti. Pri elementih z nelinearnimi karakteristikami pa se lahko zgodi, da enakomerna porazdelitev merilnih točk vzdolž ene osi ne določa dovolj točno poteka karakteristike. V takem primeru je primerneje uporabiti način, ki omogoča enakomerno porazdelitev merilnih točk vzdolž same karakteristike, oziroma krivulje takega elementa. V linearnih delih karakteristik je potek razviden že iz manjšega števila merilnih točk. Izvedbo meritve vtem smislu zagotovimo na naslednji način: v osnovo za graf karakteristik vnesemo tri omejitve; v primeru za transistor: omejitev Icm, omejitev Ucm in omejitev Pm. izberemo določeno število vseh merilnih točk N, nastavimo prvo merilno točko tako, da leži v začetnem delu karakteristike, pri čemer izhajamo iz podatkov o merjencu, po prvi meritvi izberemo naslednjo In vse ostale merilne točke s pomočjo (tangentne) metode, ki omogoča enakomerno porazdelitev merilnih točk vzdolž krivulje in s tem dober opis nelinearnega dela karakteristike. Slika 3: l-U karakteristika elementa 179 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 178-184 J. Mohorko, L. Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih ... Postopek bomo opisali skladno s sliko 3, kjer smo vrisali predvideno nelinearno karakteristiko merjenca. Vzemimo na primer, da smo opravili meritev v k-ti merilni točki. Strmino tangente, oziroma karakteristike vtem delu, določimo iz točk Tk in ki morata ležati dovolj blizu ena drugi. A/c IATk)-lc{Tk_,) A Uc Uc(Tt)-Uc(Tt.t) (1) Iz tega podatka lahko dobimo diferenčno upornost Rt v tem delu karakteristike. Izračunajmo UC{TP): UC(TP) _-Ic(Tk)-Rr+Uc(Tk) cvpa.2 2 J{lc(Tk)-RT-Uc(Tk))2 + APm-Rr O) 2 kjer dobimo dve rešitvi. Uporabimo realno rešitev s pozitivnim predznakom. V tretjem primeru, ko seka tangenta premico omejitve napetosti U velja: 5 AIr. (2) Dobljena tangenta seka linije omejitev Icm, Ucm in Hm v točkah T,, Tv in Tp. Izračunajmo napetosti UC(T,), Uc(Ju) in UC(TP) v teh točkah. V prvem primeru določimo napetost UC(T,). Upornost Rt lahko izrazimo tudi z naslednjim razmerjem: RT = A Uc =Uc(T,)-Uc(Tk) AI c ICm-h(Tk) in Uc(T,) = (ICm-Ic(Tk))RT+Uc(Tk) (3) (4) Za sečišče Tp tangente in krivulje omejitve moči lahko zapišemo: Rt = A Uc = Uc(TP)-Uc(Tt) A/c Ic(TP)-Ic(Tk) (5) Izraz preoblikujemo in ga pomnožimo z UC(TP): Uc(TP)-Uc(Tk) = (Ic(TP)-Ic(Tk))-Rr | • Uc(TP) (6) UcVu) = Um (10) Iz dobljenih oziroma izračunanih vrednosti napetosti UC(T,), Uc(Tu) in UC(TP) izberemo za nadaljnjo obravnavo tisto, ki je najmanjša, torej: Uc (T) = min {Uc (T,), Uc (T, ),UC(TP)} (11) Z njo nato določimo napetost za naslednjo merilno točko TM . Interval natangenti med točkama Tk in izbranim sečiščem na liniji omejitve T razdelimo na N-k-1 delov. Potrebni prirastek napetosti AUc na merjencu je: AU =Uc(T)-Uc(Tk) c N-k-l (12) Prirastek napajalne napetosti Ucc (slika 1) pa mora biti večji zaradi upornosti Rc elementa za ugotavljanje toka: AUcc=Uc(Tk) Rr + Rc Rr (13) Za naslednjo merilno točko Tk+l je potrebno na napajalniku nastaviti napetost: AUcc(TkJ = Ucc(Tk)+ AUCC (14) Dobimo: U2c(TP)-Uc(Tk)-Uc(TP) = /c (Tp) • Uc (TP )-RT-IC (Tk) • Uc (TP) • RT (7) Upoštevajmo, daje UC(TP)-IC(TP) = Pm in enačbo uredimo: U2C(TP) + Uc(TP)-(IC(Tk)■ RT - Uc(Tk)) - Pm-Rr= o (8) 3. Virtualni instrument Virtualni instrument za avtomatsko merjenje statičnih karakteristik je sestavljen iz modulov, ki so prikazani na hierarhičnem diagramu na sliki 4: meritev napetosti (DVM HP3478A), krmiljenje napajalnikov (SetU HP6632A, Setl HP6632A), postavitev parametrov komunikacije (HP-IB setup), kontrola prekoračitev (IUP overf.), tiskanje, simulacija meritve (Model vezja) ter obdelava napak (Error). 180 J. Mohorko, L. Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih ... Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 178-184 m 347¡3¿ w 66324 \ w 6S324 T* 1P-IEI ! etup IT Select IUP oveif. Mode © 1 r?n Slika 4: Hierarhični diagram VI Kontrolni panel navideznega instrumenta je predstavljen na slikah 5 in 6. ! Oznaka elementa Uc max (V) icmax (A J k'. n k (V/) t Rb (olun) $:¡0 ' M ■ ffaciti delovanja Pv 3 Hf (vii) ..,.■........»fti; „Mag_i «Avto. postavitev krmunoa«) toka. j I Qr^D^sTn L.« Slika 5: Osnovni panel VI Predstavimo podrobne opise kontrol, s katerimi vplivamo na delovanje indikatorjev, ki prikazujejo delovanje sistema in merilne rezultate. Kontrolne komponente panela so, za boljšo prepoznavnost, označene z okvirjem. Njihov pomen pa je naslednji: Oznaka elementa V to rubriko zapišemo oznako ali naziv elementa, ki ga merimo. Oznaka elementa Omejitve Upori Tok Ib (|iA) iîu u Uc max (V) |lis,00 j Icmax(A) fffi,loJ P max (W) |o>J Rb (ohm) tjaooo j Rc (ohm) J lun j j Točk Meritev S Î2Û I :'p I Ic (A 0)10' Način delovanja Simulacija Slika 6: Detajl osnovnega panela VI Omejitve To so omejitve, ki so za vsak element na nek način predpisane. Omejene pa so tudi z zmogljivostjo napajalnika. Te omejitve so maksimalni tok, ki lahko teče skozi merjenec, maksimalna napetost, ki je lahko na njem in tudi maksimalno moč, ki se lahko porabi na elementu. Te vrednosti dobimo na primer iz tabel podatkov o tranzistorjih in jih vpišemo v naslednja okenca: Ucmax(V) - maksimalna napetost tranzistorja maksimalni tok tranzistorja maksimalna moč tranzistorja lcmax(A) Pmax(W) Upori Vtej rubriki vnesemo vrednosti uporov v W takšne, kakršne smo nastavili na uporovnih dekadah. Upornost Rc je nastavljena glede na maksimalni tok Ic pri maksimalni napetosti Uc medtem ko je upornost Rb odvisna od tokov IB za katere želimo meriti karakteristike, pri čemer vemo, da smo omejeni v izbiranju U b. Rb (ohm) Rc(ohm) ■ bazni upor ■ kolektorski upor 181 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 178-184 J. Mohorko, L. Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih ... Bazni tokovi Pred vsako meritvijo je potrebno vpisati vrednosti krmilnih parametrov (na primer baznih tokov pri katerih želimo meriti karakteristike tranzistorja). Tokove vpisujemo v jiA. Maksimalno število krmilnih parametrov je 5. Vzrok za to omejitev je, da so grafi še dovolj pregledni. V primeru, da želimo meriti manj kot 5 karakteristik, na zadnja mesta vpišemo vrednost 0.00 jiA, oziroma jih pustimo taka kot so, če predhodno nismo vanje vpisovali vrednosti. Točk V tej rubriki imamo možnost izbiranja števila izmerjenih točk na posamezni karakteristiki. Smiselna izbira je med 15-40, odvisno od tega, kako podrobno želimo posneti karakteristiko. Meritev Je indikatortrenutne meritve za posamezno karakteristiko. Help Virtualni instrument za merjenje statičnih karakteristik je opremeljen z močno podporo za pomoč uporabniku. Če potrdimo to opcijo, se nam prikaže okno (slika 8) za pomoč pri rokovanju s programom. Vsebina okna za pomoč ustreza objektu, ki je trenutno pod kazalcem miške. ,jnj.xj Način delovanja Simulacija Simulacija delovanja na osnovi matematičnega modela transistorja Meritev Dejanska meritev preko GPIB vodila in računalniško krmiljenih instrumentov. Slika 8: Okno z pomočjo uporabniku Način delovanja Tu lahko izbiramo med simulacijo meritve in meritvijo z dejanskim instrumentarijem. V prvem primeru je simulirana meritev statične karakteristike tranzistorja, v drugem pa se izvede meritev karakteristike merjenca v vezju. Simulacija je namenjena za pomoč uporabniku in za vadbo operaterjev saj ni potrebno dejansko realizirati merilne sheme. Izbira merilne sheme Izbiramo lahko med merilnimi vezji prikazanimi na sliki 2. HPIBSet Ob pritisku na ta gumb se odpre okno iz slike 7, na katerem postavimo parametre komunikacije z merilnimi instrumenti in zmogljivostjo napajalnika. HP- IB Setup NASLOVI HPIB Napajalnik Ucl t j HP6632A HPIB Napajalnik Ub = j HP6632A HPIB Multirneter HP3478A ZM0GLJI05T NAPAJALNIKA HP6632A Umax usrn(V) ||ČToo] Irnax usrn (A) .|fl,o'6j Karakteristike, Verzija 2,0 (C) FERI Maribor, 1995, 2001 rnag. Jože Mohorko OK I Slika 7: Nastavitev komunikacijskih parametrov in omejitev napajalnikov Statusna vrstica Tu se izpisujejo sprotni napotki za izvajanje meritve. START Ob pritisku na ta gumb se aktivira meritev oziroma simulacija. Na grafu se izrišejo karakteristike, ki smo jih definirali z izbiro krmilnih parametrov 1H Pojavijo se dodatni krmilni gumbi za tiskanje poročila o meritvi na sistemski tiskalnik. Nadaljuj Ta tipka se pojavi v primeru, ko imamo izbran način ročne postavitve krmilnih parametrov. Z njo nadaljujemo meritev družine karakteristik, ko smo nastavili želeni bazni tok, temperaturo merjenca ali podobno krmilno veličino. Po končani meritvi se izrišejo izmerjene karakteristike, kot je prikazano na sliki 9. □znaka element d ¿Transistor »(V) i ' ix(A) {» "[») if ifmji.jtifd - If ¿»is lit or •V Upori lok Ib ((iA) i i Rb (Dimi) Rc (ohm) Točk Meritev Legenila « /v^ "* 3CO.O uA 100,0 u; 50,0 u: io,o ha i/" v ril j l .ir ; \ v/ Slika 9: Rezultati meritve ®no 182 J. Mohorko, L. Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih ... Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 178-184 S TISKANJE DOKUMENTA «ji* ta&irtirii&vb in i«?«Mistiko Laboistoiij za eletnčne metilve Meritev statične karakteristike: Simulacija - Transistor HP347"8A HP5532A ic Ročna postavitev krmilnega toka. Uc max (V) = 15.00 Rc(ohm}= 100 !crnax(A)= 0.10 Rb (ohm) = 1000 P max (W) = 0.30 •IM» 0.3000:. \b2- 0/1200 m** - 0:1 QQp cvWf . 0.0500 . rrA :lb5*, 0.0100; r>A ao 1:0 2.0' 3.0:. 4.0 . 5. Maiiboi. 22. januar 2001 Slika 10: Računalniško generirana dokumentacija S kontrolo za krmiljenje grafičnega kurzorja odčitamo funkcijske vrednosti v merilnih točkah. #C Število kopij za tiskanje poročila Cancel Tiskanje poročila se ne izvede. Program je pripravljen za novo meritev. OK Odpre okno za predhodni ogled tiskanega dokumenta iz slike 10. Na izbiro imamo: TISKAJ Če smo z meritvijo zadovoljni, tiska vsebino okna na sistemski tiskalnik. PREKINI Tiskanje se ne izvede. Program je pripravljen za novo meritev. 4. Eksperimentalni rezultati Rezultate uporabe adaptivne metode meritve statičnih karakteristik bomo pokazali na primerih, kjer smo izbrali različne elektronske elemente. 1. Primer meritve izbranih elementov je prikazano na sliki 11: h (HA) Element 1 upor R = 100£2 2 upor R = 10£2 3 zener dioda BZX3V, prevodna smer 4 zener dioda BZX3V, zaporna smer 5 tyristor S2800B (Ic = 5mA ) Parametri meritve so: ICm =0.1A, Um =4V, Pm =0.25W, Rc =100£2, N = 20- ic (A) Elementi a ZD. Ty 0.1Q- □ Help 0.07-0.06-0.05 0.04-0.03-0.02-0.01-0. Omejitve IH- 5.0 uA [v-N'% Nr^'«'V\ | Ib2» 4.0 uA L " . j .....Ib3= 3 0 uA j- ' s ' : ., , : ■......L Ib4» j 11)5- 1.0 uA l " I ■ 0.0 a2 0.4 0.6 08 1,0 1.2 1.4 1.6 1,8 2,0 2.6 2.8 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4,0 Uc (V) Slika 11 .-Statične karakteristike različnih elementov 2. Primer meritve družine statičnih karakteristik tranzistorja Ic = f{UCE) pri baznih tokovih IB ={15,35,75,150,300}hA (slika 12). Parametri meritve so: lCm =0.1A, Um =15V, Pm =0.5W, Rc = 100£2, A? = 15- 183 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 178-184 J. Mohorko, L. Mikola: Adaptivna metoda merjenja statičnih karakteristik elektronskih ... |C (A) Transistor BCB17B 0.10- □ Hiilp 0.09 0.08-0.07-0.06 0.05-0.04 0.03-I 0.02-j 0.01 -j: 0.00 ' Omejitve ¡bi-Ib2= Ib3« IM» lbS= 300.0 150.0 i» 75.0 w 35:0 lA 15,0 i M- 0.0 1.0 2.0 3.0 4.0 5.0 G.O 7.0 8.0 10.0 11.0 12.0 13.0 14.0 15.0 Uc (V) Slika 12:Statične karakteristike tranzistorja 5. Zaključek Osnovna kriterija izbire števila merilnih točk sta hitrost izvajanja meritve in zveznost izmerjene karakteristike, ki pa sta protislovna. Opisana merilna metoda skuša razporediti omejeno število merilnih točk tako, da bi bile karakteristike po linearni interpolaciji, ki je uporabljena pri izrisu grafov, čimbolj gladke. Iz rezultatov meritev z VI smo ugotovili, da daje merilna metoda zadovoljive rezultate tudi v primeru, ko smo izbrali dokaj malo število merilnih točk za posamezno karakteristiko (15-20). Računalniško krmiljeni instrumenti, ki so bili na voljo, omogočajo meritve napetosti do 20V in tokov do 2A. V primeru, ko želimo meriti statične karakteristike elementov pri večjih tokovih in napetostih, kot so na primer močnostni stikalni elementi /1,18/, pa potrebujemo zmogljivejše računalniško krmiljene napajalnike in merilne pretvornike, ki zagotavljajo dovolj veliko merilno dinamiko /2/. Zaradi možnosti delovanja VI v simulacijskem načinu je instrument zelo primeren tudi za pedagoške namene. 6. Reference /1./ Asano, K.; Hayashi, T.; Saito, R.; Sugawara, Y., High temperature static and dynamic characteristics of 3.7 kV high voltage 4H-SiC JBS, Power Semiconductor Devices and ICs, 2000. Proceedings. The 12th International Symposium on, pp. 97 -100, May 2000 /2./ Cucej Z, Romih T, Mohorko J, Adaptive current measuring circuit for electric power meters, Informacije MIDEM - journal of microelectronics electronic components and materials, Vol.30, Nr.3, pp. 61-164, Sep. 2000 /3./ Foster, K.R., Virtual instruments, This paper appears in: IEEE Spectrum, Vol. 33, Nr. 4 pp. 18, Apr. 1996 /4./ Geirinhas Ramos, H.M.; Silva Girao, P.M., Software environments for the implementation ofvirtual instrumentation, Mediterranean Electrotechnical Conference, 1998. MELECON98, 9th, vol.1, pp. 534 - 538 /5./ Goldberg, H., What is virtual instrumentation? IEEE Instrumentation &Measurement Magazine, Vol. 3, Nr. 4, pp. 10-13, Dec. 2000 /6./ Good, J.A.; Allitt, M.L.; Owczarkowski, M.; Probst, P.A., A fully automated system for the characterization of standard reference resistors using the quantum Hall effect, Precision Electromagnetic Measurements Digest, 1996 Conference on, pp. 254, Jun. 1996 ¡1.1 Grozdic, T.D.; Aleksic, O.S.; Tomic, M.; Uskokovic, D., Integrated printed varistor, Belgrade Univ., Yugoslavia, Electrotechnical Conference, 1991. Proceedings, 6th Mediterranean, vol.1, pp. 118 - 120, May 1991 /8./ Hamdi, W.I., Darwish, S. Evaluation of the interface state density from light induced effects on l-U characteristics of Schottky diodes, Physica Status Solidi (A) Applied, Publ by Akademie-Verlag Berlin, vol .143, nr. 2, pp. 457-461, Jun, 1994 /9./ Kanoun, O., Modeling the p-n junction l-U characteristic for an accurate calibration-free temperature measurement, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Vol. 49, Nr. 4, pp. 901-904, Aug, 2000 /10./ Pavel Mach, Diagnostics of noniinearity of current VS voltage characteristic theory of applications, Informacije MIDEM-journal of microelectronics electronic components and materials, Vol.30, Nr.3, pp. 199-202, Dec. 2000 /11./ Marino, P.; Nogueira, J.; Hernandez, H., Electronics laboratory practices based on virtual instrumentation, Frontiers in Education Conference, 1999. FIE'99. 29th Annual, vol.2, pp. 12C6/ 6 - 12C610, Nov. 1999 /12./ Moure, M.J.; Valdes, M.D.; Mandado, E.; Salverria, A., Educational application ofvirtual instruments based on reconfigurable logic, Microelectronic Systems Education, 1999. MSE'99. IEEE, International Conference on, pp. 24 - 25, Jul. 1999 /13./ Ralkh, M., Current-voltage characteristics of polymer light-emit-ting diode at low voltages, Molecular Crystals and Liquid Crystals Science and Technology, 1994 Gordon & Breach /14./ Stegawski, M.A.; Schaumann, R., A new virtual-instrumentation-based experimenting environment for undergraduate laboratories with application in research and manufacturing, Instrumentation and Measurement Technology Conference, 1997. IMTC/ 97. Proceedings. Sensing, Processing, Networking, IEEE, vol.2, pp. 1418 - 1421, May 1997 /15./ Suresh, PR., Ramkumar, K., Satyam, M., Current-voltage characteristics of grain boundaries in cast polycrystalline silicon, Physica Status Solidi (A) Applied Research, Publ by Akademie-Verlag Berlin, Vol. 141, Nr. 2, pp. 381-388, Feb, 1994 /16./ You, B.; Huang, A.Q.; Sin, J.K.O.; Xu, A, Static and dynamic characteristics of 600-V, 10-A trench bipolar junction diodes, Power Semiconductor Devices and ICs, 2000. Proceedings. The 12th International Symposium on, pp. 233 - 236, May 2000 /17./ Zardas, G.E., Euthymiou, P.C. Szentpali, B. Symeonides, CH. Kourkoutas, K., Dependence of l-U characteristics of GaAs MESFETS on temperature and alpha particle irradiation, Physica Status Solidi (A) Applied Research, vol. 123, nr. 1, pp k79-k82, Jan, 1991 mag. Jože Mohorko, univ.dipl.inž.el. mag. Ladislav Mikola, univ.dipl.inž.el. Univerza v Mariboru, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, Inštitut za avtomatiko, Semtanova 17, 2000 Maribor, Slovenija Email; {mohorko, ladislav.mikola }@uni-mb.si Tel: +386 2 2207123, Fax: +386 2 2511178 Prispelo (Arrived): 21.05.2001 Sprejeto (Accepted): 20.08.2001 184 UDK621,3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana MIKROKRMILNIŠKI SISTEM BREZKONTAKTNE IDENTIFIKACIJE IN NADZORA PRISTOPA Raj ko Svečko, Boris Ratej Univerza v Mariboru, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, Slovenija Ključne besede: sistemi nadzorovanja, sistemi identifikacijski, nadzor pristopa, identifikacija oseb, mediji identifikacijski brezkontaktni, mediji identifikacijski pasivni, mikrokrmilniki, protokoli komunikacijski, CAN vodila omrežij krmilnikov področij, postopki identifikacije Povzetek. V članku opisujemo mikrokrmilniški sistem identifikacije oseb zaradi pristopa v prostore z uporabo brezkontaktnih identifikacijskih medijev. Sistem identifikacije in nadzora sestavljajo nadzorni računalnik, vmesnik med RS232 in CAN vodilom, CAN vodilo In mikrokrmilniški vmesniki, ki upravljajo čitalnlke brezkontaktnih identifikacijskih medijev, krmilijo električne ključavnice, tipkovnice, LCD prikazovalnike ter druge svetlobne in zvočne naprave. Poleg identifikacije nudi opisani sistem tudi beleženja delovnega časa in popoln nadzor nad pristopi v posamezne prostore. Omogoča zajemanje podatkov o času prihoda-odhoda, pregled nad pretokom ljudi med prostori in nadzorovan pristop v vsak prostor, ki je vključen v sistem. Vsi dogodki se zapisujejo v podatkovno bazo na nadzornem računalniku, kjer so mogoče različne statistične analize o zasedenosti prostorov, izkoriščenosti opreme, prisotnosti uslužbencev itd. Microcontroller contactless identification system and access control Key words: control systems, identification systems, access control, personal identification, contactless identification media, passive identification media, microcontrollers, communication protocols, CAN buses, Controller Area Network buses, identification procedures Abstract. The basic operations in the access control systems are identifications. They are divided according to identifying instruments on the PIN code, magnet storage media, fingerprint, voice, etc. and by procedures themselves divided into the contact and contactless ones /2/. Since the contactless memory medium has many advantages /5/, the contactless identification system LEGICN /8/ Is used in the access control system which is described In this paper. This device is a Radio-Frequency Identification (RFID) system that is composed of three components - an interrogator (reader), a passive tag, and a host computer. The tag is composed of an antenna coil and a silicon chip that includes basic modulation circuitry and non-volatile memory. The tag is energized by a time-varying electromagnetic radio frequency (RF) wave (carrier signal) that is transmitted by the reader. A passive RFID tags use the backscatter modulation to send data back to the reader. By repeatedly shunting the tag coil through a transistor, the tag can cause slight fluctuations in the reader's RF carrier amplitude. This amplitude modulation loading of the reader's transmitted field provides a communication path back to the reader. In order to read multiple tags simultaneously, the tag and reader must be designed to detect the condition that more than one tag is active. A number of different methods are in use for preventing collisions. The computerized admittance control system (Fig. 3) is globally composed of monitoring computer, interface between RS232 and CAN bus, CAN bus and micro controller interface, which manages a tag reader and LCD, controls electric key-lock and other light and acoustic signals (Fig. 4). By establishing of a successful communication between the card reader and tag, micro controller interface reads the data from the media, redesigns them and sends them to the CAN bus. The interface between CAN and RS232 bus accepts these data, redesigns them in order to transfer them over RS232 to the monitoring computer. As the monitoring computer accepts the data package, it can differentiate between a demand for an access into the area, communication checking or some other package (alarm for example). In case of demanding an access to enter, information is shown from the data package as to who and where to be entered. The monitoring computer checks over the data base if the user has a permission to enter a certain door at that certain time or not. In both cases, it sends the data package as an answer to the microcontroller interface where it is written how to operate with light and acoustic signals and of course electric key-lock (Fig. 6). Program sent two more packets with name of the identified person when access is permitted. Name and other notices are displayed on LCD screen. For the communication between supervisor computer and microcontroller interface CAN communication bus was used. CAN (Controller Area Network) is high reliable multimaster serial communication protocol which effectively supports distributed supervision. Each microcontroller interface receives and transmits massages with certain priorities. Interface between RS232 and CAN is exception because it receives massages regardless of the priority. Arbitration field is divided to identification (11 bits) and RTR bit (Remote Transmission Request) (Figure 5). We further divide identification field to microcontroller interface address (8 bits) and command code (remain three bits and RTR bit). This partition proved successful because we transmit bytes over RS232 bus. For command code there are only three bits left, which could address eight different commands (Table 1). Because of that command "enlargement" was defined, where real command lies in first data byte and enables expansion to 28 commands. The supervisor computer manages database whit users, microcontroller interfaces, access conditions and all events. New user is added to the database whit his first name, surname and identification number. Identification number is a password for the access with microcontroller interface keyboard, which is also saved to the RFID tag. Database contains for each user access conditions, which must be fulfilled for permitting user access on certain doors. For this purpose concept of writing access conditions was developed which enables defining different access conditions for each day of a week (Table 2). Each access request (permitted or not) Is written to events database. There are also all vital parameters written to database which later enables performing search in events database: who request access, on which door, time of request, was request permitted or not. Search is enabled whit one parameter or combination of different parameters. Besides taking track of the working time, the computerized access control system also offers absolute control over accesses into certain areas (rooms). It enables the data acquisition about the time of arrival-departure, view over the circulation of people between various areas and monitored access into every area that is included in the system. Over the data, which are saved in the monitoring computer, different statistic analyses are possible, for example space occupation, utilization of equipment, presence of employees, etc. 185 R. Svečko, B. Ratej: Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 185-190 Mikrokrmilniški sistem brezkontaktne identifikacije in nadzora pristopa Uvod V vsakdanjem življenju se čedalje pogosteje srečujemo s storitvami in napravami, ki preverjajo našo identiteto, ob prihodu v službo, pri bankomatu ali na internetu/1/. Kako se identificiramo, je odvisno od aplikacije, ki od nas zahteva vnos gesla ali PIN kode, bodisi prek tipkovnice bodisi s pomočjo s prenosnega identifikacijskega medija /2/. Čedalje bolj pa se širi tudi uporaba biometrike (prstni odtis, identifikacija obraza itd.) /3, 4/. Pri razvoju in inštalaciji sistema nadzora pristopa je zato prvi korak izbira ustreznega identifikacijskega sistema na osnovi študije varnostnih zahtev. V primeru nadzora pristopa v prostore, je za doseganje srednje stopnje varnosti ustrezna uporaba brezkon-taktnih identifikacijskih medijev (smart cards) /5/, ki jo opisujemo v tem prispevku. Naslednji korak je zasnova sistema nadzora, ki poleg beleženja delovnega časa ponujajo tudi popoln nadzor nad pristopi v posamezne prostore. V /5, 6/ je opisan računalniško vodeni sistem, ki omogoča zajemanje podatkov o času prihoda-odhoda, pregled nad pretokom ljudi med prostori in nadzorovan pristop v vsak prostor, ki je vključen v sistem. Za razliko od znanih rešitev za identifikacijo oseb in nadzora pristopa, smo razvili modularni mrežni sistem, ki temelji na robustnem industrijskem vodilu CAN. Jedro sistema so mikrokrmilniški moduli, ki upravljajo periferne naprave (či-talnik identifikacijskih medijev, LCD prikazovalnik, tipkovnica itd.) in komunicirajo preko CAN vodila z nadzornim računalnikom, ki upravlja s podatkovnimi bazami. Pri podatkih, ki jih shranjujemo v nadzornem računalniku, so mogoče razne statistične analize, kot so na primer zasedenost prostora, izkoriščenost opreme, prisotnost uslužbencev Itd. Slika 1: Elementi radio-frekvenčnega identifikacijskega sistema Elektromagnetno polje čitalnika uporablja pasivni identifikacijski medij v tri namene: 1. V pasivnem identifikacijskem mediju se inducira dovolj veliko napajanje, da lahko integrirano vezje prične delovati. Inducirana napetost je lahko različna (od 200Vpp do 5Vpp) in je odvisna od oddaljenosti medija od antene čitalnika. 2. Večina pasivnih radio-frekvenčnih identifikacijskih medijev deli frekvenco nosilnega vala, da pridobi sin-hroniziran urni signal za serijsko oddajanje podatkov čitalniku. Služi kot nosilni signal za podatke, ki se prenašajo od pasivnega identifikacijskega medija do čitalnika. Povratno vplivanje pasivnega identifikacijskega medija na nosilni val zahteva od čitalnika, da razpozna spremembe na svojem oddajanem nosilnem valu. Identifikacijski postopek Osnovna in s stališča varnosti najpomembnejša operacija v sistemu nadzora pristopa je identifikacija. Ločimo jo lahko po obliki identifikacijskih sredstev na PIN kodo, magnetni identifikacijski medij, elektronski identifikacijski medij, prstni odtis, glas in podobno ter po samem postopku na kontaktni in brezkontaktni/1, 2, 3/. Ker imajo slednji občutne prednosti, smo v sistemu nadzora, ki ga opisujemo v tem prispevku, uporabili brezkontaktni identifikacijski sistem LEGIC® /8/. To je radio-frekvenčni identifikacijski sistem (RFID) /15/, ki je sestavljen iz čitalnika, pasivnega identifikacijskega medija (TAG) in gostiteljskega računalnika (slika 1). Pasivni Identifikacijski medij (slika 2) je sestavljen iz antene in integriranega vezja, ki vsebuje osnovno modulacijsko vezje in trajni pomnilnik (NV-RAM). Napaja se Iz zunanjega spremenljivega elektromagnetnega polja (nosilni val), ki ga oddaja čitalnik. Integrirano vezje v pasivnem identifikacijskem mediju preko Iste antene komunicira s čitalnikom tako, da vpliva na amplitudo nosilnega vala. Frekvenci, ki se uporabljata za nosilne valove sta standardizirani 125KHz In 13.56MHz (LEGIC SM100), kjer se izkorišča lastnost medsebojne induktivnosti med anteno oddajnika in anteno pasivnega identifikacijskega medija. a) b) Slika 2: a) pasivni identifikacijski medij uporabljen kot implantant v projektu Cyborg /16/, b) različne izvedbe pasivnih identifikacijskih medijev/17/ 186 R. Svečko, B. Ratej: Mikrokrmilniški sistem brezkontaktne identifikacije in nadzora pristopa Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 185-190 Tipični potek dogajanj med čltalnikom in pasivnim identifikacijskim medijem se izvaja na naslednji način: 1. Čitalnik neprenehoma oddaja nosilni val In čaka na modulacijo nosilnega vala, ki predstavlja prisotnost medija v elektromagnetnem polju antene čitalnika. 2. Pasivni identifikacijski medij, ki se pojavi v elektromagnetnem polju čitalnika, najprej poskrbi za napajanje integriranega vezja. Ko ima dovolj napajanja, deli frekvenco nosilnega vala da dobi urni signal in prične s serijskim oddajanjem podatkov. Izhodni podatki dejansko krmilijo tranzistor, kije priključen med oba konca antene pasivnega identifikacijskega medija. 3. Pasivni identifikacijski medij glede na krmilni serijski podatkovni signal preko izhodnega tranzistorja kratko spaja antensko navitje. 4. Kratki spoji na antenskem navitju povzročajo trenutno slabljenje nosilnega vala, ki se kaže v majhnih spremembah amplitude, 5. Čitalnik razpoznava spremembe amplitude nosilnega vala in obdeluje serijski podatkovni tok glede na metodo kodiranja podatkov (NRZ, manchaster) in glede na uporabljeno modulacijsko tehniko (ASK, FSK, PSK). Postopek identifikacije zagotavlja visoko stopnjo varnosti podatkov, ki so zapisani na pasivnem Identifikacijskem mediju, saj čitalnik ne more hkrati komunicirati z več mediji. Kadar je v polju antene čitalnika več kot eden pasivni identifikacijski medij, lahko pride do trkov oziroma do navzkrižnega moduliranja nosilnega signala. Z arbitražnim algoritmom je zagotovljeno, da v določenem trenutku s či-talnikom komunicira le eden. Ob vzpostavitvi komunikacije se čitalnik in pasivni identifikacijski medij dogovorita o ključu, po katerem se bodo kodirali podatki. Ključ se sestavlja iz več delov, med katerimi so tudi naključna števila. Del ključa, ki ga priskrbi medij, je odvisen od podatkov, ki so na njem zapisani, in od predhodnih dostopov do teh podatkov. Vsaka izmenjava podatkov je tako kodirana po drugem ključu. Pasivni identifikacijski medij, ki ga predamo končnemu uporabniku v uporabo moramo ustrezno programirati s sistemskim identifikacijskim medijem in pri tem upoštevati posebna varnostna pravila. Modularni mrežni sistem nadzora pristopa Sistem nadzora (slika 3) oblikujejo štirje sklopi: nadzorni osebni računalnik, vmesnik med RS232 in CAN vodilom, CAN vodilo in mikrokrmilniški vmesniki, ki upravljajo čitaln-ike identifikacijskih medijev, LCD prikazovalnike in tipkovnice, krmilijo električne ključavnice ter druge svetlobne in zvočne naprave. Nadzorni računalnik krmili delovanje celotnega sistema. Z mikrokrmilniškimi vmesniki komunicira preko CAN vodila, zato je vsakemu mikrokrmilniškemu vmesniku, ki je priključen na CAN vodilo, dodeljen unikatni naslov dolžine en- ega zloga. Ta naslov je zapisan v programski kodi vmesnika in se med delovanjem ne more spreminjati. Mikrokrmilniški vmesnik ob uspešni vzpostavitvi komunikacije med čitalnikom in identifikacijskim medijem prečita podatke z medija, jih preoblikuje in pošlje po CAN vodilu. Vmesnik med CAN in RS232 vodilom te podatke sprejme, jih preoblikuje in pošlje nadzornemu računalniku. Ko nadzorni računalnik sprejme podatkovni paket, lahko ugotovi, ali gre za zahtevo po pristopu v prostor, za preverjanje komunikacije ali kakšen drugi paket (na primer alarm). V primeru zahteve po odobritvi pristopa se iz podatkovnega paketa razbere informacija o uporabniku in kje (na katerih vratih) želi vstopiti. Nadzorni računalnik preveri v podatkovni bazi, ali ima uporabnik ob tem času na teh vratih dovoljen vstop ali ne. V obeh primerih kot odgovor pošlje mikrokrmilniškemu vmesniku podatkovni paket, v katerem je zapisano, kako naj krmili svetlobne In zvočne izhode ter seveda električno ključavnico in LCD prikazovalnik. Enak postopek se izvede ob vnosu gesla prek tipkovnice. osebni računalnik Vmesnik med RS232 in CAN s!«Wn&i3 j J •'■i.^-J ; Slika 3: Shematski prikaz sistema za nadzor pristopa Jedro nadzornega sistema so mikrokrmilniški vmesniki s Philips-ovim mikrokrmilnikom 80C592, kije izpeljanka zelo razširjenega mikrokrmilnika 80C51 /13/. Zraven jedra, ki ga predstavlja 80C51 ima 80C592 dodana še dodatna vhodno/izhodna vrata, analogno-digitalnl pretvornik, pulzno-širinski modulator (PWM) in ostale sklope. V primerjavi z ostalimi izpeljankami mikrokrmilnika 80C51 je za ta tip mikrokrmilnika značilen predvsem vgrajen CAN krmilnik. Mikrokrmilnik 80C592 ima s svojim naslovnim vodilom možnost neposrednega naslavljanja do 64k zunanjega programskega pomnilnika in do 64kzunanjega podatkovnega pomnilnika. Izbiro med programskim in podatkovnim pomnilnikom izvaja s posebnim signalom PSEN (Program Store ENable). Mikrokrmilnik nima ločenega naslovnega prostora za vhodno/izhodne naprave. Vhodno/izhodne naprave, ki jih v sistemu uporabljamo in do katerih bi radi dostopali s podatkovnim vodilom, je potrebno z uporabo ustreznega dekodirnika naslovnega prostora vključiti v zunanji pomnil-niški naslovni prostor /14/. Izdelan mikrokrmilniški vmesnik (slika 4) ima 32kB zunanjega programskega pomnilnika (možnost razširitve na 64kB) iz katerega se izvaja program, nima pa posebej zunanjega podatkovnega pomnilnika. Programske spremenljivke se 187 R. Svečko, B. Ratej: Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 185-190 Mikrokrmilniški sistem brezkontaktne identifikacije in nadzora pristopa shranjujejo v notranji podatkovni pomnilnik mikrokrmilnika 80C592. Nastavitve spremenljivk, ki so ključnega pomena pri identifikaciji posameznega mikrokrmilniškega vmesnika znotraj sistema nadzora in od katerih zahtevamo, da vrednost zadržijo tudi pri morebitnem izpadu napajanja, so shranjene v serijskem EEPROM-u velikosti 512B. Dostop do LCD prikazovalnika se izvaja preko zunanjega podatkovnega naslovnega prostora, z nepopolnim dekodiranjem v naslovnem prostoru do 32k. Za dekodirnik naslovnega prostora se uporablja programabilno logično vezje PAL10L8, ki vsebuje tudi logiko za proženje prekinitve mikrokrmilnika v primeru pritiska tipke uporabniške tipkovnice (matrična tipkovnica 3x4). Mikrokrmilniški vmesnik komunicira s čitalnikom SM100 preko RS232 vmesnika neposredno brez pretvornika nivojev. Na CAN vodilo se CAN krmilnik mikrokrmilnika 80C592 priključi preko gonilnika PCA82C250. Mikrokrmilniški vmesnik vsebuje zraven naštetega tudi nadomestno akumulatorsko napajanje s polnilcem, ki skrbi za napajanje v primeru izpada centralnega oz. lokalnega napajanja. Za komunikacijo med uporabnikom in mikrokrmilniškim vmesnikom služi tipkovnica in LCD prikazovalnik, piskač, ki se krmili s PWM izhodom mikrokrmilnika, ter LED diode, ki so priključene na vhodno/izhodna vrata mikrokrmilnika. Na vhodno/izhodna vrata mikrokrmilnika je priključena tudi tipka, ki je namenjena odpiranju vrat iz notranjosti prostora (odpiranje v primeru, ko nekdo trka na vrata) in krmilni tranzistor releja namenjen krmiljenju elektronske ključavnice. M Slika 4: Blokovna shema mikrokrmilniškega vmesnika Vmesnik med RS232 in CAN (slika 3) je po konfiguraciji enak mikrokrmilniškemu vmesniku, le da ima vgrajen RS232 pretvornik nivojev, nima pa vgrajenega čitalnika SM100. Program, ki se izvaja na tem vmesniku se razlikuje od programov mikrokrmilniških vmesnikov, ki vsebujejo či-talnike, saj je posebej prirejen za preslikovanje in zajemanje CAN sporočil, ki jih nato preko RS232 povezave posreduje programu nadzorovanja prostorov, ki se izvaja na osebnem računalniku. vodilu. CAN je serijski multimaster komunikacijski protokol, ki z visoko stopnjo varnosti zelo učinkovito podpira porazdeljen nadzor. Je sporočilno naravnan protokol, ki ne vsebuje cilja sporočila, ampak opisuje pomen podatkov /7/. Naprava, ki želi oddati sporočilo, najprej s tipanjem nivoja linije preveri, ali je vodilo prosto. Če je prosto, prične oddajati sporočilo, v nasprotnem primeru pa si po določenem času zopet poskuša pridobiti vodilo. Vsaka naprava, ki oddaja sporočilo, tudi preverja trenutni nivo podatkovne linije. Če se oddani in otipani nivo razlikujeta, to pomeni, da je izgubila tekmovanje za vodilo, in takoj postane sprejemnik sporočila. V sistemu ima vsaka naprava svoj unikatni naslov, ki je določen z identifikatorjem. Vsak mikrokrmilniški vmesnik sprejema in oddaja samo sporočila ene prioritete. Izjema je vmesnik med RS232 in CAN, ki sprejema vsa sporočila, ne glede na prioriteto. Vsak okvir se začne s SOF (Start Of Frame) bitom, ki označuje začetek okvirja in sinhronizira sprejemnike z oddajnikom. Polje arbitraže, ki je dolgo 12 bitov, je razdeljeno na identifikator (11 bitov) in RTR bit (Remote Transmission Request) (slika 5). Identifikator smo razdelili naslov mikrokrmilniškega vmesnika (8 bitov) in na kodo ukaza (preostali trije biti identifikatorja in RTR bit). Takšna razdelitev se je izkazala za smiselno, ker prek RS232 vodila prenašamo zloge. Tako imamo naslov v enem zlogu, kodo ukaza pa združimo z biti kontrolnega polja in dobimo drugi zlog. Podatkovno polje je lahko dolgo od 0 do 8 zlogov, kar. določimo z vrednostjo, zapisano v DLC (Data Lenght Code). Za podatkovnim poljem sledi CRC (Cyclic Redundancy Check) polje, ki služi preverjanju pravilnosti sprejetih podatkov. Če so podatki pravilno preneseni, potem sprejemnik prepiše en bit v ACK (Acknowledge) polju z dominantnim nivojem in oddajnik tako ve, da je bilo sporočilo pravilno sprejeto. Za ACK poljem je še polje recesivnih bitov, ki označujejo konec okvirja. Polje arbitraža Kontrolno Podatkovno polje polje ^ CRC polje ACK ¡polje i Konec okvirja J s R I r 0 11 bit IDENTIFIKATOR T D DLC 0-8 ZLOGOV 15bit CRC h R t ID10 ID9 ID3 ID2 ID1 IDO RTR Naslov mikrokrm. vmesnika Slika 5: Standardni CAN format Ker so za kodo ukaza ostali le trije biti, ki omogočajo zapis osmih ukazov (tabela 1), smo definirali ukaz Razširitev, kjer se dejanska koda ukaza nahaja v prvem podatkovnem zlogu. S tem je omogočena razširitev še na 28 ukazov. Komunikacija na CAN vodilu Komunikacija med nadzornim računalnikom in mikrokrmil-niškiml vmesniki poteka po CAN (Controller Area Network) 188 R. Svečko, B. Ratej: Mikrokrmilniški sistem brezkontaktne identifikacije in nadzora pristopa Informacije MIDEM 31 (2001 )3, str. 185-190 Koda ukaza (hex) Ukaz 0 Zahteva po pristopu 2 Preverjanje komunikacije 4 Alarm 6 Reset 8 Postavitev izhodov A Razširitev (koda ukaza je v prvem podatkovnem zlogu) C Beri iz EEPROM-a E Piši v EEPROM pošlje podatkovni paket za zavrnitev dostopa. V nasprotnem primeru program pregleda tabelo s pogoji. Glede na zapisan pogoj se sprejme odločitev, ali bo dostop odobren ali ne. Program pošlje ustrezen podatkovni paket za odobren oziroma zavrnjen dostop, z ustrezno postavljenimi biti v zlogu, ki krmili ključavnico ter svetlobno in zvočno signalizacijo (slika 6). 4 IDENTIFIKATOR 81 ZLOGI LCR Tabela 1: Nabor ukazov in njihovo kodiranje Krmiljenje in vizualizacija sistema Programska oprema na nadzornem računalniku upravlja prek uporabniškega vmesnika s celotnim sistemom /12/. Poleg naloge, da odloča o odobreni oziroma zavrnjeni zahtevi po pristopu, opravlja tudi preverjanje komunikacije za vsak mikrokrmilniški vmesnik posebej. V enakomernih programsko nastavljivih časovnih presledkih naslovi eno od naprav in ji pošlje paket, v katerem je podatek o sistemski uri. Ko naslovljena naprava sprejme paket, obnovi zapis na LCD prikazovalniku in kot odgovor nadzornemu računalniku pošlje svoj status. Če nadzorni računalnik ne sprejme tega paketa v vnaprej predvidenem času, to pomeni, da naprava ne deluje pravilno, in to tudi izpiše na uporabniškem vmesniku. Nadzorni računalnik vodi podatkovno bazo, v kateri so zapisani uporabniki, mikrokrmilniški vmesniki (vrata), pogoji za odobritev pristopov in vsi dogodki. Ko dodajamo novega uporabnika, moramo vnesti njegovo ime in priimek, identifikacijsko številko in vpisno številko. Identifikacijska številka se zapiše na medij, ki ga dobi uporabnik, oziroma je tudi geslo, ki ga lahko vnesemo prek tipkovnice. Vpisna številka pa je dodana kot opcija, če bi se sistem povezoval v druge informacijske sisteme. Ob vnosu novega uporabnika v bazo zapišemo pogoje, ki morajo biti izpolnjeni, da se uporabniku na določenih vratih odobri pristop. Izdelali smo koncept zapisovanja pogojev, da lahko oblikujemo različne pogoje, ki veljajo ob določenih dnevih v tednu. Tabela 2 prikazuje nekaj mogočih oblik pogojev za pristop. pogoj omogočen pristop 0 ni dnevnih in časovnih omejitev tor,00:00,23:59; torek brez časovnih omejitev sre,08:30,14:00; sreda od 8:30 do 14:00 čet,09:15,12:00;čet,13:30,16:30; četrtek od 9:15 do 12:00 in od 13:30 do 16,30 Tabela 2: Primeri oblikovanja pogojev dostopa Zaradi modularnosti izvedemo širitev sistema z dodajanjem novih mlkrokrmilniških vmesnikov enostavno z zapisom njegovega naslova (ID) v podatkovno bazo. Ko osebni računalnik sprejme zahtevo po dostopu, preveri, ali obstaja uporabnik z ustrezno identifikacijsko številko. Če takšnega zapisa v podatkovni bazi ne najde, se takoj RELE REZI REZO PISKI PISKO LED 3 LED2 LEDI Slika 6: Podatkovni paket odobritve pristopa V primeru odobritve pristopa pošlje program še dva podatkovna paketa z imenom osebe, ki se je identificirala. Ime se skupaj z ostalimi obvestili izpiše na LCD prikazovalniku. Vsaka zahteva po pristopu (odobrena ali zavrnjena) se zapiše v podatkovno bazo dogodkov. Zapišejo se vsi vitalni parametri, ki jih kasneje uporabljamo kot kriterije pri poizvedbah v podatkovni bazi dogodkov: kdo je zahteval dostop, na kateri napravi, čas sprejete zahteve in ali je bil dostop odobren ali ne. Poizvedbe so možne s posameznim kriterijem ali s poljubno kombinacijo več kriterijev. Sklep Opisani sistem računalniškega nadzora pristopa lahko poleg osnovnega namena (odpiranje vrat, dovolitev ali zavračanje vstopa, beleženje vstopov) uporabljamo še za pridobivanje informacij o zasedenosti prostorov, prisotnosti posameznih oseb v določenem prostoru ali kot alarmni sistem. V ta namen vključimo v sistem čitalnike identifikacijskih medijev s po dvema usmerjenima antenama, ki tako dajeta informacije tudi o izstopih iz prostorov. Tako lahko na nadzornem računalniku vodimo evidence o prisotnosti oseb za posamezni prostor. V sistem nadzora so vključeni mehanizmi za samoprever-janje delovanja, ki ob izpadu posamezne naprave sprožijo dogovorjene postopke za čim manj moten pristop v prostore. Za primer krajših izpadov električnega toka (do ene ure), je sistem opremljen z inteligentnim sistemom neprekinjenega napajanja. Literatura /1/ Security technology, IEEE Aerospace and Electronics Systems Magazin, vol. 15, issue 10, pp. 131-136, 2000. /2/ Sanchez-Reillo, R.'. Smart card information and operations using biometric, IEEE Aerospace and Electronics Systems Magazin, vol. 16, issue 4, 2001. 189 R. Svečko, B. Ratej: Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 185-190 Mikrokrmilniški sistem brezkontaktne identifikacije in nadzora pristopa /3/ Sanchez-Reillo, R.; Sanchez-Avila, C.; Gonzalez-Marcos, A.: Improving access control security using iris identification, in Proc. IEEE 2000 Int. Carnahan Conf. On Security Technology, pp. 56-59, 2000. /4/ Jain, A.K.; Prabhakar, S.; Lin Hong; Pankantl, S.: FingerCode: a filterbank for fingerprint representation matching, in Proc. Computer Society Conlerence on Computer Vision and Pattern Recognition, vol. 2, 1999. /5/ Chor L.P.; Chong T.E.: Group accesses with smart card and threshold scheme, in Proc. TENCOM 99 IEEE Region 10 Conference , pp. 415-418, 1999. /6/ Rumble, R.P.; Jong, D.Y.; Kluz, S.M.: The CAIN II access-control system, in Proc. IEEE 1988 Int. Carnahan Conf. On Security Technology, pp. 127-132, 1988. /7/ Cena, G.; Valenzano, J.D.: A distributed mechanism to improve fairness in CAN network, in Proc. IEEE Int. Workshop on Factory Communication Systems, pp. 3-11, 1995. /8/ LEGICN Info level 3, Bauer Kaba AG, 1997. /9/ Philips Semiconductors, Data sheet PCA82C250 CAN controller interface, Philips electronics, 1996 /10/ Philips Semiconductors, Data sheet P8x2C592 8-bit microcontroller with on-chip CAN, Philips electronics, 1996. /11/ Schultz, T.W.: Cand the 8051 Programming for Multitasking, Pretince Hall, New Jersey, 1993. /12/ Svečko, R.; Cučej, Ž.; Petrič, A.: Računalniški sistem nadzora dostopa v prostore, Elektrotehniški vestnik, 1999, letn. 66, št. 3, str. 168-175. /13/ Philips Semiconductors, P8xC592 8-bit microcontroller with on-chip CAN, Data Sheet, 6/1996. /14/ Ratej, B.: Diskretna PI in PID regulacija z mikrokrmilniškim sistemom, diplomsko delo, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, Maribor, 4/1996. /15/ Passive RFID Basics, Microchip, AN680, 1998. /16/ http://www2.oyber.rdg.ao.uk/implant/IEVersionSmall/ index.html /17/ http://www.ibtechnology.co.uk/cards.htm Rajko Svečko Boris Ratej Univerza v Mariboru, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova 17, 2000 Maribor, Slovenija e-mail: rajko.svecko@uni-mb.si Prispelo (Arrived): 21.06.2001 Sprejeto (Accepted): 20.08.2001 190 UDK621.3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 Informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana MULTI-CHANNEL RECEIVER FOR CDMA USING A DIGITAL SIGNAL PROCESSOR AND FPGA CIRCUIT Filip Samo Balan, Zmago Brezočnik University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Maribor, Slovenia Keywords: communications, multi-channel receivers, CDMA systems, Code Division Multiple Access systems, correlation, SS, Spread Spectrum, pseudo-random sequences, DSP processors, Digital Signal Processing processors, FPGA, Field-Programmable Gate Arrays, VHSIC Hardware Description Language, Very High Speed Integrated Circuits Hardware Description Language, practical results, WCDMA systems, Wideband Code Division Multiple Access systems Abstract A communication system with a multi-channel receiver for code division multiple access is presented in this article. The system allows simultaneous transmission and reception of data originating from individual transmitters made by means of RISC microcontrollers, using different pseudo-random sequences. In the reception phase, the input signal is first digitised by means of rapid A/D converters. Hardware for the formation of local PR sequences, the correlation with the input signal, and the communication with the processor is described in VHDL and implemented in a FPGA circuit. A digital signal processor performs other necessary operations. Večkanalni sprejemnik za CDMA z uporabo digitalnega signalnega procesorja in vezja FPGA Ključne besede: komunikacije, sprejemniki večkanalni, CDMA sistemi s sodostopom kodno porazdeljenim, korelacija, SS spekter porazdeljeni, zaporedja psevdonaključna, DSP procesorji obdelave signalov digitalni, FPGA vezja logična s poljem programirljivim, VHDL jezik opisni hardwarski vezij integriranih hitrosti zelo visokih, rezultati praktični, WCDMA sistemi s sodostopom kodno porazdeljenim širokopasovni Povzetek: članek opisuje izvedbo komunikacijskega sistema z večkanalnim sprejemnikom s kodno porazdeljenim sodostopom. Sistem omogoča sočasno oddajanje in sprejemanje podatkov, tvorjenih s posameznimi oddajniki, ki so narejeni s pomočjo RISC mikrokrmilnikov in uporabljajo različna psevdonaključna zaporedja. V sprejemnem delu vhodni signal najprej digitaliziramo s hitrimi A/D pretvorniki. Strojna oprema za tvorjenje lokalnih PN zaporedij, korelacijo z vhodnim signalom in komunikacijo s procesorjem je opisana v jeziku VHDL ter izvedena z vezjem FPGA. Vsa druga potrebna opravila naredi digitalni signalni procesor. 1 Introduction Due to its capacity increase, improved call quality and cell coverage, enhanced privacy, simplified system planning and flexibility for multirate systems, Code Division Multiple Access (CDMA) represents one of the leading technologies of today's and tomorrow's cellular and wired communication systems. Also referenced as Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS), it is the most known representative from a group of modulation systems with Spread Spectrum (SS) including pure CDMA systems as Frequency Hopping SS (FHSS) and Time Hopping SS (THSS) as well as many kinds of Hybrid CDMA systems /1 /. The common characteristic of SS systems is the usage of unique signature sequences or spreading codes, which after modulation causes a wideband signal with Multiple Access (MA) capability that allows many users to share the same channel for transmission. CDMA systems use all of the available time-frequency space, far beyond that needed for basic communication. Other systems with MA capability such as Frequency Division MA (FDMA) or Time Division MA (TDMA) are mostly narrowband systems and limited in frequency band and time duration, respectively. As the design of the CDMA transmitter with blocks for source and channel coding, spread spectrum and RF modulation is relatively simple, the design of the receiver with multi-user detection is not. Especially blocks after the RF demodulation and before source and channel decoding (chip-matched filters or correlators, channel parameter estimation and detection) are very complex. Today we can choose between a number of receiver configurations based on using matched filters fabricated in charge coupled devices (CCD), surface acoustic wave (SAW), or standard digital signal processors (DSPs) /2/. Although the performance of DSPs raises rapidly, the computational complexity needed for a large number of users exceeds It. We achieved the needed DSP acceleration with the use of reconfigurable coprocessor FPGA. For better illustration of the topic, a short introduction to the CDMA basics is presented in Section 2. We can find more detailed principles in /3/, the history in /4/, and numerous topics in /1,5-7/ and elsewhere. In Section 3 we explain some characteristics of DSP and FPGA circuits and the reasons for their usage. Section 4 describes the individual building blocks that we construct for the communi- 191 Informacije MIDEM 31 (2001 )3, str. 191 -196 F. S. Balan, Z. Brezocnik: Multi-channel Receiver for CDMA Using a Digital Signal... cation system. Some results are presented in Section 5. We conclude with guidelines for further study. 2 Code Division Multiple Access A basic block diagram of a Direct Sequence CDMA system, with spectrum spreading before Binary Phase Shift Keying (BPSK) modulation, is shown In Fig. 1. Transmuer RF channel Receiver (1) " d JO , «„(t) - " - r„ |I) [ r it) ~ - * * ' i *■ - i * „'i i . / \ is ^ ' 1 i X À ; A ; A : : j : ; : j I - ! Correlator c(0 ■;/;:/,';. ; j m j cos(2^i) c(/) Fig. 1: Direct Sequence CDMA system The baseband signal du(t) is first modulated (simply multiplied) by the spreading signal c(i) and then used for BPSK modulation of the carrier frequency to. Pseudo-Random (PR) sequences like m-sequences, Gold, Kasami, Dual-BCH, and many others can be used for the spreading signal c(f) /8/. The transmitted signal cWf) in the radio channel is subject to Multiple-Access Interference (MAI), general interference, multipath and frequency-selective fading simplified denoted by/(f). In the receiver, the incoming signal rri(t) is first BPSK-demodulated and then, with the help of a correlator and a local copy of the spreading signal c(f) de-spread back to the baseband signal. In Fig. 2, where Bt is the spread spectrum bandwidth and B; the baseband signal bandwidth, both nearly defined by the chip rate Tc and the symbol Interval or bit rate Tb- 3 Used DSP and FPGA DSPs and FPGAs are proliferating into a broad range of compute-intensive applications, including telecommunications, networking, instrumentation, and computers. Nowadays we have even specialised processors for specific classes of applications. Although DSPs support many on-chip functions and are highly optimised for the demands of high-speed computing, many applications require functions that DSPs are not optimised for, or require higher precision or performance. Solutions include writing a more optimised software code, using a faster and therefore more expensive processor, or designing a custom gate array. The software code option is limited by the DSP's data output, which is only a fraction of the clock speed. That is why we have to use a custom Application Specific Integrated Circuit (ASIC). This results in an increased power consumption, added cost for additional design tools, non-recurring engineering expenses, increased design time, design risk, loss of design flexibility, and what dissuades us the most -difficult real-time adaptation to different algorithms. In the custom gate array option with register rich FPGAs, implementing complex datapath logic functions using similar pipelining and bit-serial processing techniques, FPGA is used to accelerate specialised functions, not easily implemented or quickly enough executed in the DSP. Fig. 2: Baseband signal modulation and demodulation an example of baseband signal modulation or spreading in the transmitter and receiver demodulation or de-spreading in an ideal channel is presented. When the N chip long sequences are settled, as in this case, the output rd(t) reaches the maximum correlation value of ±N, which determines currently received bit. All spread spectrum systems have a common characteristic named processing gain Gp defined as r -B> Logic Cell - Sector/ (4x4 Cells) OOOO .oooo >oooo OOOO. I oooc ! oooc Q0OO Jdo oo I r OOOO OOOO OOOO OOOO .0 □ Q OOOO OOOO OOOO OOOO u ;oooo i OOOC) OOOO ..OOOO OOOQ 0000 0001 1 OOOOr OOOO" OOOO OOOO oooo_ oooo" OOOO OOOO oooo ] OOOO OOOu OOOO OuOO .........a OOOO ouro OOOu OOOO .0 J OOOu OOOO OoCO OOOOr oooo" OOOO OOOO OOOO a OOOO OOOO OOOO OOOÜ u OOOO i OOOO ■ OOOO !OOOn OOOO OOOO ■ OOOO OOOO OOOO OOOO OOOO OOOO N a"- u Corner I/O Pad FreeRAM Cell Fig. 3: Symmetrical array surrounded by I/O We used a Cache-Logic FPGA from Atmel /9/ as a recon-figurable DSP coprocessor/10/. Now it is possible to offload compute-intensive as well as special tasks from DSP and execute them in a dynamically reconfigurable FPGA. In this way, we got a 2-chip embedded DSP solution, achieving significantly higher performance and lower power consumption on a relatively small board area. The FPGA architecture consists of thousands of logic cells, each containing a D-type register and a couple of logic gates, or- 192 F. S. Balan, Z. Brezocnik: Multi-channel Receiver for CDMA Using a Digital Signal Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 191-196 ganised in rows and columns. The heart of the FPGA architecture is a symmetrical array of identical cells. An example of a very small (we used a 32 x 32) array is shown in Fig. 3. The regularity is corrupted every four cells by row and column busses and bus repeaters, turn points, clock lines, set/reset lines and RAM blocks. The individual cells are, as shown in Fig. 4, connected to five horizontal and vertical buses, as well as to its eight nearest neighbours. Fig. 5 shows the internal structure of the 8-sided cell. Independent configuration bits determine the input signals and different modes of operation. That is why all permutations are legal. Despite the immense number of possible combinations and therefore errors as well, the design is very well supported by an Integrated Development System (IDS), which lets designers create fast and predictable designs. Local Basest Express Bus"-» it---:f.j f :! iilili. Plane 5 Plane 1 : Cell (a) * - j =., . « r j ™ Orthogonal [ fV* Connections*^-*-^// yJ'"- . ' ...... <-J ™ f:/ -ïj<> J\ X K » ¡f*s Diagonal T ; T ! * 1 Conneclions (b) control, 40 MIPS of performance and finally an available C compiler are just some reasons for using this DSP. Fig. 4: Cell to bus connections (a) and cell to cell connections (b) Fig. 6: TMS320C54x internal hardware 4 Receiver implementation iZ7! IX 1 LUT OUT. 8X1 LUT OUT X(l): W(LX Vi \ / ' \ /rn , \ / :, i I'll V""7 m> V2 ■•<■£> i H2 -- > HJ - « {t?g »• HWf W i U|>T,>t>« In Fig. 7 we can see the block scheme of the whole test CDMA system. The signals w,{t) from up to k transmitters TXi (i=1,2,...,k) are merged in a common AWGN channel. rxt * im f ' "»ci < ; CDMA i I ;transmitters■■ Xi / AWGN channel 40 ■ d,(t) COMA ! Receiver ! control ■ state Fig. 5: Cell structure On the other side, we used a DSP from Texas Instruments /11/. The TMS320C542-40 is just one member from a big family of fixed-point DSPs. It has an excellent performance/power consumption ratio and is for that very reason often used in mobile systems. The block diagram of the DSP shown in Fig. 6 represents the main parts of the processor. Features like advanced multibus architecture with three separate data and one program memory bus, dual-access on-chip RAM, 40-bit Arithmetic Logic Unit (ALU), 17 x 17 bit parallel multiplier, units for the Viterbi operator support, fast return from interrupt, power consumption Fig. 7: Entire test CDMA system In a real environment each signal is subject to multlpath fading, but in our case we simplified this to a variety of time independent attenuations (3 and delays x. The joint signals together with the noise n(t) represent the input signal for the CDMA receiver r[t). It is then simply denoted as k NmÜ) = £ £ a^w^t+z^+mt) /«l m=\ k k r(t) * £ß,w,(t + t,) + n(t) « £ßjWj(i) + nit) 193 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 191-196 F. S. Balan, Z. Brezocnik: Multi-channel Receiver for CDMA Using a Digital Signal ... where Nm{i) represents the number of paths for the /-th signal, f3u,m) attenuations and %¡;,m) delays of the /-th signal on the m-th path. A personal computer (PC) performs control of the receiver and reception of the data stream d(t). A more detailed block scheme of the CDMA receiver is shown in Fig. 8. For QPSK modulation support, two equal and independent branches for I (in-phase) and Q (quadrature-phase) channel are applied. TMS320C&2- iPrçgfàfiV: : t | 8fSi:ÖBl3 : _j I [ ATJQK20: I TC558I Fig. 8: CDMA receiver The input signal level is adjusted by an amplifier and immediately digitised by means of rapid A/D converters. From this point onward, the signal processing is entirely digital. Digitised signals are then first pre-processed in the correlation coprocessor and then further processed by the DSP. The raw data stream d,(t) and the control are transmitted over a Host Port Interface (HPI) to a PC. Fig. 9 shows the correlator coprocessor's block scheme. ADC CONV ADC DATA TemjiOfaty i I—[-»■. memory. »-Ü «"»P58 ! JL TTn Ravs | mirtiöfyj {-»-) <-<-t| : Clock generators :.....i C'| f-i- L_J ■»»'"" Wit« J T J] '!<"•' JL f L xtßia&n RÖ0: A S 1 C fif ¡:RR «Xj«1 j.msmofy d91 k rcort'î^ i I S L_ ►n OSPrnier/éce wi/r raois/ers AO-A? D0-D15 R/W CS Fig. 9: Correlation coprocessor All needed clocks, sequences and control signals are derived in the clock generator module from a single system clock. The A/D interface module takes care for start of the conversion, six samples deep temporary memory and proper sample selection upon current channel phase. The PR sequence generator module consists of a PR code memory for loading pre-generated PR sequences and PR counters for chip selection regarding the current channel. The central part is the correlator itself. The selected sample from the temporary memory is first multiplied with the bipolar PR bit and later digitally integrated using an adder and an intermediate correlation memory. When the PR counter reaches the last chip, the integrated value repre- senting final correlation is moved to the final correlation memory and the intermediate memory is cleared. A correlation flag Is set to inform the DSP on the availability of the correlation and, with regard to the priority, the channel number. As soon as the DSP reads the channel number and then the correlation value across the interface, the corresponding flag is cleared. The DSP interface behaves like an ordinary register-based peripheral device. The correlation coprocessor is described in VHDL(VHSIC (Very High Speed Integrated Circuits) Hardware Description Language) which is an IEEE standard since 1987. It is a formal notation intended for use in all phases of the creation of electronic systems and it supports the development, verification, synthesis, and testing of hardware designs, communication of hardware design data, simulation of hardware descriptions as described in /12/. VHDL provides five kinds of design units to model a design. As an example, the VHDL syntax /13/ of the entity declaration, which describes the Interface of the design to its external environment, is shown in Fig. 10. Other design units are architecture body, configuration declaration, package declaration and package body. Detailed description of the coprocessor is in /14/. entity correlation_coprocessor is port ( --CLK dsp_clk: in std_logic; —A/D ad_clk: out std__logic; ad_oe: out std_.logic; ad_value: in std_logic_vector(7 downto 0); --DSP dsp__data: inout std__logic_vector (15 downto 0} ; dsp_address: in stci_logic_vector (7 downto 0) ; dsp_rw: in std_logic; dsp__is_n: in std_logic; dsp_iostrb_n: in std_logic ) ; end correlation_coprocessor; Fig. 10: VHDL entity declaration of the coprocessor The local copy of the spreading signal c(t) generated in the receiver has to be synchronised with the received signal r(0 - Correlation coprocessor Data :<3i)fiB iafwOM JT m Qato Cofrciator £W0 Ft ! tfs(0 . * Kewl: esrty u. Correlation : T+ Correlation SëoSÎÂI -{ ; cas j Early * Late : ! Generator H-JO- EL(i.t) Fig. 11: Delay locked loop with data correlators 194 F. S. Balan, Z. Brezocnlk: Multi-channel Receiver for CDMA Using a Digital Signal Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 191-196 r(f). This is done with the help of a Delay Locked Loop (DLL), shown in Fig. 11, in two phases. A rough settlement to one chip period Tc is done in the searching phase for what we need Tack=N2Tc time for each hypothesis. After that, in the following phase, the receiving of data is possible and a fine settlement down to a fraction of Tc is initiated. In this phase we need the results of an early-late correlator to control the individual phases of the local PR sequences with software DLL run on the DSP. An early or late correlation represents a correlation with a sample 1 / 3Tc before or after the sample for the data correlator, respectively. 5 Results The constructed and tested multi-channel receiver for direct sequence CDMA, based on a FPGA circuit and a DSP, enables simultaneous handling of seven channels. The maximum PR sequence length was 128 chips with a rate of 1 Mchip/s. With this sequence length, we can achieve a data transmission rate of 7.8125 kbit/s. To test the resistance of the receiver against noise and interference, we added a digitally generated Additive White Gaussian Noise (AWGN) to the received signal. For normal operation in an analog communication systems we need a signal to noise ratio of 17 dB or more. A CDMA system can, like all other digital systems, operate at a much lower signal to noise ratio. The tolerance to interference is proportional to the processing gain Gp. Because of the influence of MAI, we tested the receiver at a variety of active transmitters. For a bit error of Pb= 10"3 we needed a signal to AWGN ratio of -10.5 dB and -6.0 dB for one or six active transmitters, respectively. This is about 3.7 dB and 7.8 dB behind the theoretical limits. In the time needed for one hypothesis (T/ick=16 ms) in the searching phase, we had 94% and 47% cases of successful synchronisation, respectively. The minimal DSP efficiency, which assures system operation in real time, is presented in Table 1. The results in a system without a correlation coprocessor are projected, because the efficiency of the used DSP was not sufficient for even a single channel. The results evidently show that the use of the coprocessor gives us an opportunity of using a 40 times less efficient DSP for the same result /15/. Number of transmitters K=1 K=6 Without coprocessor Searching phase (MIPS) 16.3 113.9 Following phase (MIPS) 49.7 348.0 Minimal DSP efficiency 49.7 348.0 With coprocessor Searching phase (MIPS) 1.3 8.9 Following phase (MIPS) 0.5 3.2 Minimal DSP efficiency 1.3 8.9 Table 1: Needed minimal DSP efficiency 6 Conclusion The advantage of the receiver, mainly composed of software executed by DSP, proved well especially for the ability to change certain functions without the need for radical hardware modifications. This property extended also to FPGAs, since the structure of these circuits Is no more defined with the masks used in the time of their manufacturing, but repeatedly formed at each initialisation. The structure is also easily changeable during FPGA activity, thus enabling adaptive algorithms. Beside that, changing FPGA with a bigger, faster, or even totally different one is not a problem any more, because of the description in VHDL. On the other side, the code for DSP, written In high-er-level programming language like C, makes migration to a newer DSP possible without rewriting the whole software. Digital nature of the receiver allows elements with greater tolerance, the sensitivity to temperature and noise is low and at the production there Is no need for special trimming as it is necessary in analogue realisation causing a cheaper production. Some future improvements of this work include the use of a more powerful FPGA and DSP to increase the number and/or data transfer rate of the individual channels /15/ to ensure applicability in Wideband CDMA (WCDMA) communications/16/. Fora more realistic measurements and practical use, a HF section with a digital oscillator like the Coordinate Rotation Digital Computer Numeric Controlled Oscillator (CORDIC NCO), QPSK modulator, and codec should be added. Since power consumption and size have a big influence on the mobility of the receiver, the selection of the individual parts should be more careful. References /1 / Savo Glisic and Branka Vucetic. Spread spectrum CDMA systems for wireless communications. Artech House, Inc., Norwood, MA 02062, 1997. /2/ Keith K. Onodera and Paul R. Gray, A 75-mW 128-MHz DS-CDMA Baseband Demodulator for High-Speed Wireless Applications, IEEE Journal of solid-state circuits, 33(5):753-761, May, 1998. /3/ Andrew J. Viterbl. CDMA: Principles of spread spectrum communication. Addison-Wesley, Reading, Massachusets 01967, 1998. /4/ Robert A. Scholtz. The Origins of Spread-Spectrum Communications. IEEE Transactions on Communications, COM-30(5):822-854, May 1982. /5/ Vijay K. Garg, Kenneth F. Smolnik, and Joseph E. Wilkers. Applications of CDMA in wireless/personal communications. Prentice-Hall PTR, Upper Saddle River, NJ 0745 8, 1997. /6/ Man Young Rhee. CDMA cellular mobile communication <& network security. Prentice-Hall PTR, Upper Saddle River, NJ 07458, 199 8. /7/ Laurence B. Milstein, Wideband Code Division Multiple Access, IEEE Journal on selected areas in communications, 18(8):1344-1354, August, 2000. /8/ Esmael H. Dinan and Bijan Jabbari. Spreading Codes for Direct Sequence CDMA and Wideband CDMA Cellular Networks. IEEE Communications magazine, 36(9):48-54, September 1998. /9/ AT40K FPGAs with FreeRAM, Atmel Corporation, Rev. 0896B, January 1999. 195 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 191-196 F. S. Balan, Z. Brezocnlk: Multi-channel Receiver for CDMA Using a Digital Signal... /10/ DSP Acceleration Using a Reconfigurable Coprocessor FPGA, Application Note, Atmel Corporation, Rev. 0724B, September 1999. /11/ TMS320C54X DSP Reference Set, Volume 1: CPU and Peripherals, Texas Instruments, August 1998. /12/ Roger Lipsett, Carl Schaefer, and Cary Ussery, VHDL: Hardware Description and Design, Kluwer Academic Publishers, Boston, 1989. /13/ Jayram Bhasker, A Guide to VHDL Syntax, Prentice-Hall PTR, Englewood Cliffs, NJ 07632, 1995. /14/ PeterVicman, Koreiatorskikoprocesorza večkanalnisprejemnik CDMA - Diploma work, Maribor, April 2000. /15/ Filip S. Balan, Večkanalni sprejemnik za CDMA z uporabo digitalnega signalnega procesorja in vezij FPGA - Master thesis, Maribor, December 1999. /16/ Tero Ojanpera and Ramjee Prasad. Wideband CDMA for third generation mobile communications. Artech House, INC., 685 Canton Street, Norwood, MA 02062, 1998. mag. Filip Samo Balan, univ. dipl. inž. el. izr. prof. dr. Zmago Brezočnik, univ. dipl. inž. el. Univerza v Mariboru Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko Smetanova 17, 2000 Maribor, Slovenija tel.: +386 2 220 72 02, fax: +386 2 251 11 78 e-mail: (balan,brezocnik)@uni-mb.si Prispelo (Arrived): 10.05.2001 Sprejeto (Accepted): 20.08.2001 196 UDK621.3:(53+54+621 +66), ISSN0352-9045 Informacije MIDEM 31(2001)3, Ljubljana KLASIFIKACIJA V HITRIH OMREŽJIH: KOMPONENTE IN SISTEMI Mihael Kaiser, Žarko Čučej Univerza v Mariboru, Fakulteta za elektrotehniko, računalništvo in informatiko, Slovenija Ključne besede: komunikacije, omrežja komunikacijska, omrežja hitra, prenosi paketni, klasifikacije paketov, prenos podatkov, arhitektura stikal, deli sestavni, prepustnost sistema, gradniki Povzetek: V članku opisujemo problematiko klasifikacije paketov v hitrih telekomunikacijskih omrežjih (2,5 in 10 Gb/s). Zaradi vedno hitrejših fizičnih povezav in kompleksnosti komunikacijskih naprav je v vozliščih potrebne vedno več procesorske moči. Proces klasifikacije je ključni dejavnik, ki vpliva na skupno prepustnost sistema. Uvodoma uvrščamo temo s stališča telekomunikacijskih potreb in trendov, v članku samem pa se omejimo na arhitekture komunikacijskih naprav in analizo gradnikov. V splošnem so sodobna stikala v omrežnih vozliščih zgrajena iz procesorja, hitrega pomnilnika in vezij z implementirano logiko. Zahteva po vedno hitrejših in inteligentnih napravah je povzročila hiter razvoj arhitektur stikal. V članku je podan hiter pregled razvoja do pete generacije, kjer analiziramo različne kombinacije gradnikov v sistemu. Temu sledi analiza komponent za Implementacijo algoritmov klasifikacije, tehnike za izboljšanje zmogljivosti ter ilustracija omejitev obstoječih sistemov. Članek zaključujemo z zahtevami in predlogi za novo generacijo stikal, kjer bo posebej izpostavljena potreba po večji fleksibilnosti komponent v smislu programljivosti. V zaključku predstavljamo še vlogo funkcijskega programiranja v teh okoljih. Classification in High Speed Networks: Components and Systems Key words: communications, communication networks, high speed networks, packet transmissions, packet classifications, data transmission, switch architecture, components, system throughput, building blocks Abstract: The main topic in the paper is a problem of packet classification in high speed networks (2.5 and 10 Gbps). More processing power is needed in the nodes because of the ever increasing speed of physical links and the growing complexity of network devices. The process of classification is the essential factor Impacting the throughput of whole system. It is the creator of traffic flows from users packets and requires multiple lookups per packet in different information tables (Fig. 1). A traffic flow is than elementary subject of further processing. Classical approach in building the modern high speed switches with the simple high over dimensioning of devices is no longer a promising solution for the economical use. We show that with such an approach the upper limit of the components used is reached. In the introduction the topic is classified from the point of view of telecommunication's requirements and trends. In the continuation paper describes architectures of modem communication devices and analyses the building blocks. A modern switch is typicaly built of a processor, a fast memory and integrated circuits with implemented logic. The main reason for fast evolution of the switch architectures lies in the requirement for ever faster and more intelligent devices in the network nodes. Service differentiation requires more intelligent treatment hundreds of traffic flows through the network. A preview of evolution path to the fifth generation of switch architectures is presented, with the analysis of different components which are appropriate for implementing the functionality of classification algorithms (Fig. 2). The evolution path is characterized mainly with the three bottlenecks. First, increasing speed of communication links requires intelligent interfaces. Secondly, after distribution of processing power among the main processor and intelligent interface cards a new bottleneck was evident on the interconnection path, that is a shared bus. Thirdly, when interconnection bottleneck is removed with the switch fabric the lack of processing power on interfaces became a bottleneck again. A solution has emerged in the form of the application specific integrated circuits (ASICs) which implement the time critical processing functionality in the hardware. Technics for improving the performance of classification algorithms are also shown with the illustration of the nowadays systems limitations. Among limitations the long accessing time of fast memories and the non-optimized instruction set of general processing units are the prevalent ones. The paper is concluded with requirements and suggestions for the new generation of switches, where the need for higher flexibility in the mean of programmability is exposed. Ever changing standards and market demands in the field with short time-to-market solutions require the use of highly programmable components for a fast adaptation to the new situation. A lot of expectation is put into the network processor, which combines the speed of application specific integrated circuits (ASICs) and the programmability of RISC processors. Therefore the functionality and the architecture of a network processor is described (Fig. 3), which is according to high investments possibly the hottest area In the processor industry today. The importance of functional programming in these environments Is the closing theme. 1. Uvod Živimo v obdobju, ko število uporabnikov svetovnega omrežja še vedno eksponentno narašča. Brez dvoma je eden glavnih dejavnikov za takšno stanje komercializacija Interneta. Vedno več je podjetij, ki imajo svoje poslovanje delno ali pa kar v celoti organizirano čez svetovno omrežje. To nenazadnje pomeni, da so pripravljena plačevati zanesljivost storitev čez omrežje. Seveda pa si različna podjetja zanesljivost različno predstavljajo. Največkrat je zahteva- na ustrezna prepustnost zvez, da bodo naročniki ob pregledovanju spletnih strani tega podjetja deležni konstantne zmogljivosti sistema (hitre strani). Pri drugih morda uporabljajo videokonferenčno sestankovanje kot alternativo za visoke potne stroške in kronično pomanjkanje časa. Zato je zanesljivost storitve v tem primeru ovrednotena v povezavi s kakovostjo prenašane video slike. Spet tretji potrebujejo le stalen dostop do Interneta. Povsem logično je, da zanesljivost storitev čez omrežje nima ene same cene; vpeljano je ti. razlikovanje med storitvami. 197 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 197-204 M. Kaiser, Ž. Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente In sistemi V tehničnem smislu pomeni diferenciacija1 med storitvami vpeljavo mehanizmov, s katerimi ima omrežje možnost krmiliti porabo skupnih omrežnih virov2 za posameznega uporabnika oz. njegov prometni tok. Upravljanje prometa v omrežjih je skupno ime za nabor teh mehanizmov. Hiter pregled delovanja teh mehanizmov si oglejmo na primeru preprostega multiplekserja prometnih tokov v večstoritven-em omrežju ATM (Asynchronous Transfer Mode), ki je prikazan na sliki 1. Prikazan multiplekser zbere štiri fizične prometne tokove z vhodnih vmesnikov v skupen izhodni vmesnik kapacitete 155 Mb/s. Komunikacija čez omrežje ATM poteka po navideznih kanalih (Virtual Channel Connection, VCC) in po navideznih poteh (Virtual Path Connection, VPC); le te tvori več navideznih kanalov (agregaclja). Na sliki 1 je prikazan zbirni element, ki podpira 4096 navideznih kanalov s skupno prepustnostjo 155 Mb/s. Paketi so fiksne dolžine, ki znaša 53 oktetov. Komunikacija se začne po predhodni vzpostavitvi zveze iz navideznih povezav (VCC ali VPC) čez omrežje. Vsaka celica vsebuje glavo, dolgo 5 oktetov (glej sliko 1), v kateri so med drugim naslednja tri polja: polje VPI (Virtual Path Identifier) vsebuje identifikator navidezne poti, VCI (Virtual Channel Identifier) je identifikator navideznega kanala, po katerem potuje celica, CLP (Cell Loss Priority) je zastavica prioritete3 . glave celice v tabeli A1 (ti. Header Lookup). V primeru, da iskane kombinacije ni, se celica takoj zavrže. Običajno pa zadetek vedno obstaja; tedaj se zgodi transformacija dolgega naslovnega polja (30 bitov) v krajši lokalni4 identifikator (LCID, ki je za 4096 povezav dolg le 12 bitov). Smisel transformacije je krajši in enojen ključ, zato je v nadaljevanju iskanje po tabelah hitrejše. Sledi kontrola skladnosti parametrov prometa. Splošen promet v sodobnih omrežjih ima značilnosti rafala; pojavlja se neenakomerno, ko pa nastopi, zasede kanal v izbruhu. Zato s posebnim algoritmom5 primerjamo trenutne vrednosti parametrov prometa z dogovorjenimi vrednostmi ob vzpostavljanju zveze. Algoritem skladnosti se najprej inicializirazvrednostima I in L iz tabele B1 (za aktualen LCID), nakar se meritev skladnosti tudi izvede. V primeru negativnega izida (prehitra celica in/ali predolg izbruh celic) se celico takoj zavrže. Sicer sledi faza vpisa statistike za izbran prometni tok. Odvisno od izida prejšnje faze se osvežijo polja v tabeli C1 za aktualen LCID. Temu sledi še razvrstitev celic v čakalne vrste. V obravnavanem primeru imamo samo dve čakalni vrsti (za celice z višjo prioriteto in preostale), nič nenavadnega pa ni, če jih je več deset do več sto (večja razdrobljenost, širši spekter storitev). Sledi še strežba celic iz čakalnih vrst, najprej tiste iz vrste z višjo prioriteto, ter njihovo posredovanje po paralelno serijski pretvorbi čez izhodni port naprej v omrežje. Uporabniški vmesniki (PN) o—; 1 -: 2---: 3—; 28 bitov pVPI(12bit) ] VCI(16bit)___[CLP( 1) Glava celice (5 oktetov) 30 bitov 12 bitov VPI VCI PN LCID 1 2 3 4096 LCID L I Glava (5 oktetov) Podatki (48 oktetov) Celica (53 oktetov) Header Lookup Kontrola skladnosti Statistika parametrov h: Visoka prioriteta ^ l!j\\ 155 Mb/s -EF7 Nizka prioriteta LCID non.c. CLP=0 0+1 VCI: Virtual Connection Identifier VPI: Virtual Path Identifier PN: Port Number LCID: Local Conn. Identifier L: Limit parameter I: Increment parameter non.c.: Non-conformant cells CLP=0: high priority eels 0+1: total number of cells Slika 1: Preprost zbirni element v večstoritvenem omrežju ATM. Vsi štirje fizični tokovi se najprej pretvorijo iz serijskega v paralelen format In se zberejo na skupnem hitrem vodilu. Prične se procesiranje (glave) celice, ki poteka v več fazah. Najprej se poišče dana kombinacija VPI, VCI, PN polj iz Na kratko, omrežje na osnovi informacije v glavi paketa in informacije iz podatkovne baze (ki jo vzdržujejo npr. krmilni protokoli) najprej prepozna prometni tok, tako identificiranemu paketu določi lokalen identifikator (LCID) za 1 Diferenciacija v splošnem pomenu. Diff. Serv., kot jo definira Internet Engineering Task Force (IETF), je le poseben primer modela storitev. 2 Najbolj značilna (dragocena) skupna omrežna vira sta pasovna širina in pomnilniški prostor. 3 Cell Loss Priority (CLP); če lokalno v omrežju nastopi zamašitev, se prične najprej z izločanjem celic s postavljeno zastavico CLP, šele nato po potrebi tudi prednostni promet (celice s CLP=0). 4 Lokalnost v smislu procesiranja celic znotraj ene naprave. 5 Leaky Bucket (počeno vedro) je standarden algoritem za kontrolo skladnosti parametrov prometnega toka. Parametra I (Increment) in L (Limit) določata minimalen časovni razmik med dvema zaporednima celicama in največjo dolžino izbruha za dan prometni tok. 198 M. Kaiser, Ž. Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente in sistemi Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 197-204 hitrejše iskanje zapisov v tabelah v kasnejših fazah procesiranja tega paketa. Trend naraščanja števila uporabnikov Interneta smo že omenili. Dodajmo še ugotovitev, da poraba pasovne širine na aplikacijo/uporabnika prav tako narašča, obenem se v sodobnih omrežjih zahteva še diferencijacija med storitvami. Posledica tega so vedno hitrejša omrežja, kjer pa postaja problematično dejstvo, da je v takem omrežju potrebno v vedno krajšem času narediti vedno več. Vtem članku opisujemo problematiko klasifikacije prihajajočih paketov v hitrih omrežjih, saj je le-ta ključni dejavnik, ki vpliva na skupno prepustnost sistema. V drugi sekciji je povzetek razvoja arhitektur hitrih stikal. V tretji sekciji analiziramo komponente in različne tehnike za izboljšanje algoritmov klasifikacije z ilustracijo omejitev. V četrti sekciji so zbrane zahteve za omrežni procesor in opis šeste generacije arhitektur. 2. Razvoj arhitektur hitrih stikal Napredek v tehnologiji izdelovanja in uporabe optičnih vlaken je imel za posledico, da se prav vlakna množično uporabljajo kot najbolj primeren fizični medij v svetu sodobnih komunikacij. Še več, njihova teoretična pasovna širina za nekaj razredov presega sposobnosti obstoječih omrežnih stikal, kjer je v naslednjih dveh letih pričakovati naprave s prepustnostjo 2,5 oziroma 10 Gb/s/6/. Tako so ponovno naprave tiste, ki predstavljajo ozko grlo v sodobnih telekomunikacijskih sistemih. Potreba po vedno večji hitrosti procesiranja paketov pa ne prihaja samo zaradi naraščajočih hitrosti komunikacijskih linij (in posledično vmesnik- ov), temveč tudi zato, ker postajajo naprave v vozliščih vedno večje /1 / . Zaradi velikega števila vmesnikov prihaja do problemov hitre strežbe v tako velikem sistemu. Pri načrtovanju sododnih stikal imamo na izbiro številne kombinacije gradnikov (vsebina 3. sekcije), v glavnem pa je potrebno paziti, da bo nastali izdelek zanesljiv in hiter. Prvo zahtevo izpolnimo s podvajanjem strojnih delov, težava pa nastopi pri hitrosti. Prav zahteva po vedno večji prepustnosti naprav je glavni motiv razvoja komunikacijskih stikal. V nadaljevanju podajamo kratek povzetek tega razvoja (slika 2). Arhitektura stikal in usmerjevalnikov prve generacije je bila načrtovana s poudarkom na zanesljivosti vzpostavljanja in vzdrževanja zvez, hitrost sistema je bila drugotnega pomena. Sistem je sestavljen iz množice vhodno/izhodnih vmesnikov, ki so z vodilom povezani s centralno procesorsko enoto (CPE). Paket vstopi skozi vhodni vmesnik, po serijsko paralelni pretvorbi ga le-ta posreduje čez vodilo do CPE. Tam se določi naslov izhodnega vmesnika (ti. header lookup), odvisno od naslova končne destlnacije, ki se nahaja v glavi paketa. CPE nato posreduje paket čez vodilo do izhodnega vmesnika in naprej v omrežje. Zmogljivost opisanega sistema je odvisna od prepustnosti vodila (vsak paket gre dvakrat čez vodilo) in hitrosti procesiranja paketa v CPE. V času nastanka te arhitekture je bilo zelo pomembno obdržati fleksibilnost sistema zaradi nenehno spreminjajočih se komunikacijskih protokolov. Zato je bil izbran izrazito centraliziran sistem s splošno CPE, saj zaradi stalnih sprememb ni bilo primerno naprav optimirati za določen protokol. To je obenem tudi čas intenzivnega razvoja večo-pravilnih operacijskih sistemov za delo v realnem času /9/ Skupno vodilo <-SPTT Skupno vodilo IX ezx Vmesnik 1— "TP -pi v c v "X Vmesnik s splošno CPE Sistem hitrih vodil (SV) TT7 V IZX azzx Vmesnik s splošno CPE Generacija 1 Generacija 2 Generacija 3 Hiter procesorski modul (FE) Sistem hitrih vodil (SV) iT JlL Vmesnik s splošno CPE Generacija 4 Vmesnik z namenskimi vezji ASIC Generacija 5 Sistem hitrih vodil (SV) -p V r \ \ i i Generacija 6 Slika 2: Razvoj arhitektur komunikacijskih stikal 199 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 197-204 M. Kaiser, Ž. Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente in sistemi Skupno vodilo je bilo najbolj Izrazito ozko grlo, ki so ga skušali odpraviti s stikali druge generacije. Z inteligentnimi vmesniki se procesiranje paketov porazdeli med glavnim procesorskim modulom in vmesniki, ki so opremljeni z lastno CPE in predpomnilnikom. S tem se posredno sprosti tudi vodilo. Z bolj inteligentnim pristopom se da večino paketov posredovati z vhodnih vmesnikov do izhodnih kar lokalno, brez posredovanja glavne CPE. Pri načrtovanju te arhitekture je namreč upoštevano dejstvo, da pri večini zvez pride do prenosa velikega števila paketov z enakim končnim naslovom, zato je smiselno vzdrževati del podatkovne baze o aktualnih naslovih lokalno na vmesnikih v predpomnilniku. Tako pride do posredovanja paketa z vhodnega vmesnika čez vodilo do glavne CPE in nazaj čez vodilo do Izhodnega vmesnika le pri prvem paketu neke zveze. Vrnjena informacija (številka izhodnega vmesnika s pripadajočim končnim naslovom) se vpiše še v lokalno bazo na vmesniku, zato ta vhodni vmesnik vse naslednje pakete z istim končnim naslovom pošlje čez vodilo neposredno do ustreznega izhodnega vmesnika. Večina paketov vodilo zaseda le enkrat, v predpomnilniku vmesnika pa je prostora za več 10 do več 100 naslovnih parov. Prav omejenost predpomnilnika pa povzroča, da je zmogljivost te arhitekture odvisna od narave prometa (glej sekcijo 3). V stikalih tretje generacije je skupno vodilo zamenjal sistem hitrih vodil (ti. switch fabric), ki je popolnoma odpravil ozko grlo na notranjih povezavah med vmesniki in glavno CPE. Sistem vodil (SV) je sposoben prenašati pakete nekajkrat hitreje, kot jih je sposobna dostavljati (in obdelati) katerakoli CPE. Zato se je Iz te arhitekture kmalu razvila nova generacija, ki bolje izkorišča veliko prepustnost SV. V poskusih, da bi povečali prepustnost inteligentnih vmesnikov, je bilo potrebno nadomestiti klasično CPE. Vendar namestitev hitrih in zato dragih procesorjev na vsak vmes-niški modul ne da komercialno zanimivega izdelka. Stikala so v splošnem drage naprave, zato je strošek na vmesnik pomemben indikator pri odločanju za široko uporabo. Zato so dodali v stikala četrte generacije sklop modulov s hitrimi procesorji za posredovanje pri procesiranju paketov (ti. forwarding engine, FE). Gre za implementacijo koncepta paralelnega procesiranja paketov; FE je večprocesorska enota hitrih procesorjev, ki je čez sistem hitrih vodil SV dostopna vsem vmesnikom. V primeru polne zasedenosti procesorske moči lokalno na vmesniku le-ta na novo prispelega paketa ne postavi v čakalno vrsto, temveč posreduje glavo paketa čez SV do FE In ta pridobi informacijo o izhodnem vmesniku, ter le-to vrne do vhodnega vmesnika, od koder je zahteva za pomoč prišla. Vhodni vmesnik nato na osnovi vrnjene informacije izvede posredovanje celotnega paketa do izhodnega vmesnika. Vmesniki s cenenimi CPE so še vedno sposobni lastnega procesiranja paketov (kot v tretji generaciji), vendar le za neko povprečno zasedenost kanala. Ko pa nastopi polna zasedenost (vršna bitna hitrost) pa lokalna CPE višek vhodnih paketov posreduje do FE. Arhitektura temelji na dejstvu, da vsi vmesniki ne bodo hkrati polno zasedeni, zato je draga inteligenca v obliki FE dana v souporabo. To je tudi eden izmed načinov za dosego nizkih stroškov na vmesnik. V tej arhitekturi je prvič definirana počasna in hitra pot posredovanja paketov skozi stikalo. Vsak paket, ki se ga neposredno prenese z vhodnega na izhodni vmesnik, brez posredovanja CPE, je posredovan po hitri poti. Če pa posreduje CPE (npr. s strani FE) pravimo, da je šel paket po počasni poti. V interesu oblikovalcev arhitekture je, da zadržijo čimveč paketov v hitri poti in da je skupen procesorski modul FE čimveč v uporabi. Nastopi konfliktna situacija, saj vsaka uporaba FE pomeni prenos po počasni poti. S tem smo že napovedali potrebo po spremenjeni arhitekturi. V peti generaciji komunikacijskih stikal klasičen CPE na vmesnikih zamenja mnogo hitrejše in cenejše namensko integrirano vezje s fiksno funkcionalnostjo (ASIC). S tem se Iz hitre poti povsem izloči pomembna programljlva komponenta, namreč CPE. Vsi podatkovni paketi se prenašajo po hitri poti, po počasni poti gredo le krmilni paketi. Arhitekturo pete generacije ima večina današnjih stikal in usmerjevalnikov z ločenim delom za usmerjanje paketov (počasna pot) in delom za posredovanje (hitra pot). 3. Osnovne komponente in omejitve sistemov (diskusija) V prejšnji sekciji smo prikazali pregled razvoja arhitektur omrežnih stikal, ki je posledica nenehnega prilagajanja vedno kompleksnejših naprav za delovanje v vedno hitrejših omrežjih. Izkaže se, daje najbolj kritično ozko grlo pri strežbi v hitrih omrežjih čas, potreben za določitev naslova naslednjega skoka /10/. Novejša stikala bodo podpirala poleg tega še diferencirane storitve, kar pomeni, da se pojavijo poleg klasičnega preiskovanja po bazi naslovov še dodatna preiskovanja zaradi potrebe po filtriranju in klasificiranju prihajajočih paketov (slika 1). A. Proces klasifikacije Iz primera v prvi sekciji (slika 1) je razvidno, da je proces posredovanja paketa (hitra pot) v začetni fazi sestavljen iz ti. Header Lookup-a (HL), ki mu sledi še klasifikacija paketa. Oba postopka sta si podobna, zato poglejmo najprej prvega. H L je postopek preiskovanja po tabeli naslovov destinacij (oziroma njihovih okrajšav, ti. prefiksov6) s ključem naslova z namenom najti naslov naslednjega skoka. Iskanje se konča pri tistem zapisu, ki je enak (se najbolje ujema) naslovu destlnacije iz glave prispelega paketa. Tabela naslovov vsebuje več tisoč (lahko tudi več sto tisoč) zapisov. Ker pa so naslovi v tabeli zapisani v obliki prefiksov, je zadetkov v splošnem več. Veljaven je zapis iz tabele z najdaljšim prefiksom (Najboljše ujemanje). Dober pregled 6 Pojem prefiksa najenostavneje razložimo na analogiji s telefonskimi številkami, kjer so omrežne skupine prefiksi dolžine dve. 200 M. Kaiser, Ž. Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente in sistemi Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 197-204 problematike HLv okolju s protokoli IP in ustreznih postopkov najdemo v/15/. Postopku HL sledi postopek filtriranja in klasifikacije paketov, ki je definiran kot identifikacija prometnega toka (na osnovi pregledovanja vsebine glave paketa). Za vsak prometni tok je nato v tabeli storitev definirana akcija, ki naj se izvede nad tem paketom, da bodo izpolnjene zahteve storitve, ki ji prepoznan podatkovni tok pripada. Ugotovimo, da gre pri obeh postopkih, HL in klasifikaciji paketov, za iskanje pravega zapisa v podatkovni bazi glede na vhodno vrednost ključa, ki se skriva v glavi prispelega paketa. Zato v nadaljevanju podajamo poenoten opis komponent za implementacijo kateregakoli od obeh postopkov. B. Komponente za implementacijo z omejitvami Klasifikacija v praksi pomeni iskanje po tabeli z več kom-ponentnim ključem; vrednosti posameznih komponent (polj) prinese paket v svoji glavi. Najde se identifikator akcije, ki se naj nad tem paketom izvede (npr. zavrži, znižaj prioriteto, označi, brez akcije...). V bistvu gre za preslikavo sestavljenih in dolgih ključev v enojne in krajše. Na sliki 1 je prikazan primertri-komponentnega ključa (VPI, VCI, PN) v skupni dolžini 30 bitov, ki ga preslikamo v enojni ključ (LCID) dolžine 12 bitov. Da bo algoritem klasifikacije praktično uporaben v hitrih omrežjih, se zanj zahteva predvsem kratek iskalni čas in majhna velikost uporabljene podatkovne strukture za implementacijo tabele (oziroma v splošnem baze) /5/. Obe izpolnjeni zahtevi omogočata hranjenje tabel v hitrem pomnilniku. Hitrost pregledovalnega algoritma je odvisna od števila poskusov, preden najdemo iskan zadetek (branje vsebine pomnilnika), in hitrosti dostopa do hitrega pomnilnika. Med časovno kritične operacije spada poleg branja še operacija osveževanja zapisov tabele. Merjenja prometnih vzorcev v hitrih omrežjih kažejo, da je večina podatkovnih paketov TCP/IP narave (90% vseh paketov), od tega približno 45% takih, ki so dolgi le 40 oktetov (paketi za potrditev) /18/. /10/ navaja povprečen čas, v katerem pride do zahteve po osveževanju tabele naslovov okoli 2 minuti. Iz opisanega sledi, daje za implementacijo podatkovne baze (tabel) priporočljivo uporabiti zapletene podatkovne strukture, s katerimi optimiramo čas iskanja pri branju iz baze na račun časovno daljših operacij osveževanja. Standardna podatkovna struktura je drevo /15/. Posamezen zapis v tej strukturi ustreza poti od debla do enega od listov. Daljši kot je prefiks, bolj specifičen je naslov, iz večih vej je sestavljena pot. Struktura torej podpira komprimiran zapis, zato je varčna glede pomnilniške-ga prostora za hranjenje celotne baze. Vendar je takšna rešitev kljub varčnosti na račun večkratnih dostopov pri branju slabost za uporabo v sodobnih sistemih, saj cene hitrih pomnilnikov stalno upadajo. V prvih generacijah stikal in v večini današnjih manjših sistemov naprave zaradi zahteve po nižji ceni izkoriščajo dejstvo, da se komunikacija v določenem časovnem obdobju odvija le na delu zvez. Uporaba predpomnilnika (ti. cache) omogoča, da se na vmesniku namesto celotne podatkovne baze vanj shranjujejo zapisi le za aktivne zveze. Na ta način dobimo visoko zmogljiv sistem z manj hitrega pom- nilnika. Slaba stran te tehnike je, da je zmogljivost sistema odvisna od narave prometa; tehnika daje dobre rezultate za primere, ko so podatkovni tokovi stalni. Če pa prihaja le do kratkih komunikacij, je frekvenca pojavljanja novih tokov ( in s tem novih zapisov v hitrem pomnilniku) velika, zato vedno pogosteje prihaja do počasnega osveževanja (prenašanja) duplikatov zapisov iz originalne baze v predpomnilnik in učinek predpomnilnika je močno zmanjšan. Naslednja tehnika za izboljšanje zmogljivosti algoritmov klasifikacije je uporaba vsebinsko naslovljivega pomnilnika (ti. CAM). CAM je pomnilnik z integrirano logiko za hitro iskanje po pomnilniku. Najprej ga je potrebno napolniti, v fazi uporabe pa za iskan podatek vrne naslov lokacije. Preiskovanje se izvrši v enem ciklu, saj se iskan podatek išče hkrati po celotnem polju. V primeru, da je zadetkov več, prioritetni dekoder izbere en zadetek. Dobra lastnost teh elementov je, da podatkov ni potrebno sortirati ali indeksirati. Zaradi paralelnega iskanja imajo večjo porabo moči, kar je njihova največja ovira pred množično uporabo v velikih sistemih, kjer so tabele (in s tem pomnilniško polje) velike. /11/ navaja primer klasifikacije v 10Gb/s sistemu, kjer ob hitrosti 25 milijonov naslovov na sekundo za pregledovanje po tabeli, veliki 1 milijon zapisov, bi za rešitev s CAM ta porabil 50W moči, medtem ko z uporabo namenskih procesorjev dosežejo enako zmogljivost s porabljeno močjo pod 10W. Poleg navadnih CAM, ki pomnijo le binarno informacijo, se izdelujejo še temami CAM (ti. TCAM), kjer je možno pomnenje tudi nedefiniranega stanja /14/. Zato porabijo manj pomnilniškega prostora za pomnjenje prefiksov, saj ni potrebno shranjevati poleg naslova še maske. V primerjavi z SRAM so dražji; TCAM, 100MHz, 2Mb, 14W stane 70USD, medtem ko SRAM, 200MHz, 8Mb, 2W stane 30USD (marec 2001, /5/). Zelo uporabna tehnika za hitro iskanje je tudi ti. razpršena tabela (Hash Table). Njen koncept opisujemo s pomočjo tabele A1 na sliki 1. Najkrajše iskanje po tabeli dobimo, če paket v svoji glavi prinese vrednost indeksa (ključa) v tabeli. Vendar takšno neposredno iskanje pride v upoštev le v primerih, ko dolžina N tabele približno ustreza številu vseh kombinacij n ključa; v tabeli A1 je dolžina ključa 30 bitov, torej je vseh možnih kombinacij ključa n=230. Tabela A1 pa je dolga samo N=212 (=4096) zapisov. Če bi uporabili neposredno indeksiranje, bi morala biti tudi tabela A1 dolga 230 zapisov, od katerih je le 212 (=0,0004%) dejansko koristnih. Če bi uporabili CAM dolg 4096 zapisov problem velike neizkoriščenosti pomnilnika odpade, saj pri CAM sortiranje ni potrebno. Razpršena tabela izkorišča podobno metodo, kjer s pomočjo posebne razpršitvene funkcije (Hash Function) vseh 230 vhodnih kombinacij čimbolj enakomerno razdelimo med 212 vrednosti. Pomembno pri tem je, da čim redkeje dve različni vhodni vrednosti preslikamo v isto izhodno vrednost (trk). Verjetnost zaporednih trkov je odvisna od izbrane razpršitvene funkcije. Verjetnost trka se še dodatno zmanjša, če uporabimo več zaporednih preslikav. Prav pojav trkov povzroča nedeterminizem iskalnega časa, kar omejuje uporabnost te softverske tehnike v hitrih sistemih. 201 Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 197-204 M. Kaiser, Ž. Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente in sistemi Literatura navaja še številne hibridne tehnike (zgoraj omenjenih). Dober pregled slednjih navaja /5/. C. Ilustracija omejitev V tabeli 1 so zbrani časi dostopa (enkratno branje) za različne hitre pomnilnike, ki se uporabljajo v današnjih sistemih/17/. Če imamo linijo s kapaciteto 10 Gb/s in želimo realizirati posredovanje kratkih paketov (40 zlogov) pri polni hitrosti, potem je izračunan strežni čas enak 10Gbps / 320b, kar je približno 32 ns. Z oziram na tabelo 1 bi morali z uporabo pomnilnika SRAM že v nekaj poskusih najti pravi zapis, saj vsota dostopnih časov ne sme preseč izračunanih 32 ns. Praktično bi bil uporaben le vsebinsko naslov-Ijiv pomnilnik (CAM). pomnilnik čas enkratnega dostopa | ns j DRAM 60-100 SRAM 10-20 on-chip DRAM 10 on-chip SRAM 1-5 CAM 15 Tabela 1: različni bralni časi (enkraten dostop) za različne hitre pomnilnike/17/. Za še boljšo ilustracijo omejenosti obstoječih sistemov podajamo informativni izračun idealiziranega sistema za posredovanje kratkih paketov z eno samo vhodno/izhodno linijo (vmesnikom) kapacitete 1 Gb/s, hitrim pomnilnikom in CPE, ki so povezani na hitro vodilo. širina hitrega vodila: 64 bitov frekvenca vodila: 50 Mhz => pasovna širina vodila =50Mhz x 64b = 3.2Gb/s Pasovna širina hitrega vodila je 3.2 Gb/s, od tega je 1 Gb/ s porabi vhodni paketni tok, enako izhodni. Tako ostane proste pasovne širine za komunikacijo CPE s hitrim pomnilnikom (preiskovanje in klasifikacija) le še ena tretjina, to je 1.2 Gb/s. velikost kratkega paketa: 40B = 320 bitov pas. širina vh./izh. vmesnika: 1 Gb/s => prosta p.š. vodila = 3.2-1-1 = 1.2Gb/s Če preračunamo kapaciteto vhodnega vmesnika (za 320 bitne pakete) in največjo paketno hitrost na 64 bitov širokem paralelnem vodilu, izraženo v paketih, ugotovimo, da ima CPE na voljo največ 6 operacij čez vodilo do hitrega pomnilnika na vsak paket. Če odmislimo osveževanje tabele to pomeni, da je potrebno v nekaj 1000 vrstic dolgi tabeli v najslabšem primeru v šestih poskusih najti pravi zapis, kar je iluzorno. vh. paketna hitrost: =lGbps/320b=3.125M pk./s max. pak. hitrost na vodilu: =1.2Gbps/64b=18.75Mop./s | => max. št. operacij / paket = 18.75M / 3.125M = 6 j Če je uporabljena CPE 200 MHz procesor, ki ima instruk-cijski cikel enak strojnemu ciklu za cel nabor instrukcij, potem je največje število instrukcij, ki jih procesor sme porabiti pri obdelavi kratkega paketa za strežbo pri polni hitrosti linije, enako 64. Tudi tukaj je nesmiselno pričakovati asemblersko kodo za delo z drevesno strukturo, dolgo vsega 64 instrukcij. sistemska frekvenca CPE: 200MHz _(1 instrukcija / cikel)_ |~=> max. št. instr. / paket =200M / 3.125M~^64 | Iz prikazanega sledi, da je v hitri arhitekturi poleg hitrega procesorja najdragocenejši skupni vir še prosta pasovna širina notranjega vodila za komunikacijo CPE s pomnilnikom. Raziskave kažejo, daje za strežbo linije s kapaciteto 10 Gb/s potrebna prosta pasovna širina za komunikacijo s hitrim pomnilnikom okoli 500 Gb/s, pri tem je potrebnega še vsaj 128 Mb hitrega pomnilnika /4/. Zato je tehnološki trend čimmanj krat dostopati do pomnilnika. Rešitve se nakazujejo v obliki zelo širokih vodil za dostop (360 bitov), oziroma zelo širokih on-chip pomnilnikov (16 Mb, 512b širine, /4/ ). 4. Zahteve in predlogi novih sistemov Načrtovalci sodobnih komunikacijskih naprav za uporabo v hitrih omrežjih imajo pri svojem delu na izbiro veliko možnosti, da z novim sistemom optimalno zadostijo postavljenim zahtevam. Izziv je čimbolje in za čim daljši čas zadostiti prisotnim kompromisom. V drugi sekciji smo prikazali razvoj arhitektur stikal, ki ga je povzročila zahteva po vedno hitrejši strežbi. Kar pet generacij se je zvrstilo v komaj dobrem desetletju, zato se samo po sebi postavlja vprašanje, kako dober je koncept slednje in kako dolgo bo uspešno kljubovala. A. Hitrost ali programljivost Po eni strani se je okoli ideje o uporabi strojno implementirane funkcionalnosti v časovno najbolj kritičnih delih sistemov razvila zelo močna industrija integriranih vezij s fiksno funkcionalnostjo (ASIC). Prav z uporabo gradnikov z nespremenljivo funkcionalnostjo pa tvegamo zastarelost sistema še pred njegovo široko proizvodnjo. Vezja ASIC sicer podpirajo zelo hitro procesiranje paketov (ti. wire-speed performance) in so zelo ekonomična v smislu porabljene silicijeve površine na funkcionalnost in porabe električne energije, sam razvoj takšnega vezja pa traja od 12 do 18 mesecev, zato ne omogočajo hitrega prilagajanja novim zahtevam na tržišču. Obenem zaradi dolgega razvojnega obdobja veliko proizvajalcev komunikacijskih sistemov uporablja v svojih izdelkih vezja ASIC, ki jih kupijo na trgu. S tem se zelo zmanjša možnost konkurenčnega boja, saj je iz enakih gradnikov fiksne funkcionalnosti težko narediti izdelek, ki se bo bistveno bolje obnašal od konkurentovih. Po drugi strani je programljivost komponent najboljše jamstvo za fleksibilnost sistema. Z vključitvijo RISC procesorjev v sisteme pridobimo (navidezno) univerzalnost. S tem 202 M. Kaiser, Ž. Čučej: Klasifikacija v hitrih omrežjih: komponente in sistemi Informacije MIDEM 31(2001)3, str. 197-204 pa se žrtvuje toliko na hitrosti sistema, da je le-ta zastarel že v konceptu. To jasno kaže tudi razvoj arhitekture stikal, ki smo ga opisali v drugi sekciji. Zato se veliko pričakuje od novega gradnika, ki bo bistveno pripomogel v naslednji (šesti) generaciji arhitektur stikal. Glavne zahteve za nov gradnik izvirajo iz izkušenj in omejitev prejšnjih generacij in so naslednje /12/: (1) nov gradnik mora podpirati osnovne funkcije za posredovanje paketov; (2) njegovo mesto je v hitri poti (zamenjava za ASIC, glej sliko 2), zato mora delovati "at-wire-speed"; (3) biti mora enostavno programljiv in visoko programljiv; (4) njegova funkcionalnost naj bo raz-širljlva za uporabo v velikih sistemih tudi čez čas. Nov gradnik, s katerim vodilna svetovna podjetja procesorskih vezij napovedujejo rešitev kompromisa hitrost-tleksibilnost, se imenuje omrežni procesor (Network Processor, NP). NP podpira implementacijo časovno kritične funkcionalnosti pri posredovanju paketov v hitri poti v obliki programov, ki se izvajajo na namensko razvitem procesorskem sistemu /1 / . Nov gradnik omogoča dodajanje, razširitev in spreminjanje funkcij tretje do sedme plasti OSI modela v obliki programov, s čemer pridobimo na fleksibilnosti v primerjavi z dolgotrajnim in dragim ponovnim oblikovanjem novega ASIC vezja. NP podpira polno funkcionalnost posredovanja paketov v hitri poti s hitrostjo ASIC vezij in s programljivostjo RISC vezij /12/. Vhodni Združevanje [¿¡ji [•^i Podro I Izhodni ; ,KL.A£i«ClflAiA'OK -SECURITY 2 ADDITIONAL MICROCONTROLLER FEATURES 2.1 Timers Watchdog timer. A watchdog timer provides a means of graceful recovery from a system problem. This could be a program that goes into an endless loop, or a hardware problem that prevents the program from operating correctly. If the program fails to reset the watchdog at some predetermined interval, a hardware reset will be initiated. The bug may still exist, but at least the system has a way to recover. This is especially useful for unattended systems. Auto Reload Timer. Compared to a standard timer, this timer automatically reloads its counting value when the count is over, therefore sparing a waste of CPU resource. Figure 9. Standard Timer and Auto-Reload Timer Principle TIMER 2 STANDARD TIMER End of Count AUTO RELOAD TIMER End of Count Load Register CPU TIMER -f~~ [Load Register CPU Pulse Width Modulator. Often used as a digital-to-analog conversion technique. A pulse train is generated and regulated with a low-pass filter to generate a voltage proportional to the duty cycle. Figure 10. PWM Principle CLOCK | JUUUlr PWM RC Filter Pulse Accumulator. A pulse accumulator is an event counter. Each pulse increments the pulse accumulator register, recording the number of times this event has occurred. Input Capture. Input Capture can measure external frequencies or time intervals by copying the value from a free running timer into the input capture register when an external event occurs. Output Compare. Output Compare can time an external event by sending a value stored inside the output compare register. Figure 11. Input Capture and Output Capture Timer Functions input capture OUTGOING EVENT output compare timer PC register iCtOCK 2.2 Digital signal processors (DSP) Microcontrollers react to and control events, whereas DSPs execute repetitive mathintensive algorithms. Today many embedded applications require both types of processors, and semiconductor manufacturers have responded by introducing microcontrollers with on-chip DSP capability and DSPs with on-chip microcontrollers. The most basic thing a DSP will do is a MACC (Multiply and ACCumulate). The number of data bits a DSP can Multiply and ACCumulate will determine the dynamic range (and therefore the application). 2.3 Analog and digital signals We live in an analog world where the information we see, hear, process, and exchange with each other, and with our mechanical and electronic systems, is always an analog quantity: pressure, temperature, voltage and current are always analog entities. They can be digitized for more efficient storage and transmission, but the interface (input and output) is almost always analog. Thus the essence of analog electronics lies in sensing continuously varying information, converting it to digital and reshaping the digital data to an analog signal at the other end. Mixed analog-digital devices are being used increasingly to integrate the complex functions of high-speed telecommunications, or the real-time data processing demanded by industrial control systems and automotive systems. 207 Informacije MIDEM 31(2001)4, str. 237-245 H. Stiebig, D. Knipp, H. Wagner: Color Aliasing Free Detectors Figure 12. Mixed A/D System Example ANALOG DATA A'O : CONVERTER OATA fROCESSINO r O Í A . ANALOG ^CONVERTER J DATA THERMOMETER I2C bus is a two line, multi-master, multi-slave network interface with collision detection. Up to 128 devices can exist on the network and they can be spread out over 10 meters. Each node (microcontroller or peripheral) may initiate a message, and then transmit or receive data. The two lines of the network consist of the serial data line and the serial clock line. Each node on the network has a unique address whiwh accompanies any message passed between nodes. Since only 2 wires are needed, it is easy to interconnect a number of devices. Analog to digital conversion (A / D). Converts an external analog signal (typically relative to voltage) and converts it to a digital representation. Microcontrollers that have this feature can be used for instrumentation, environmental data logging, or any application that lives in an analog world. Various types of A/D converters that can be found. Comparator. One or more standard comparators can sometimes be placed on a microcontroller die. These comparators operate much like standard comparators however the input and output signals are available on the microcontroller bus. Digital to analog conversion (D/A). This feature takes a digital number and converts it to an analog output. The number 50 would be changed to the analog output of (50 / 256 * 5 Volts) = .9765625 V on a 8 bit / 5 Volt system. 2.4 Communication CAN & J1850 CAN (Controller Area Network) is a multiplexed wiring scheme that was developed jointly by BOSH and Intel for wiring In automobiles. J1850 is the SAE (Society of Automotive Engineers) multiplexed automotive wiring standard that is currently in use in North America. The CAN specification seems to be the one that is being used in industrial control both in North American and Europe. With lower cost microcontrollers that support CAN, CAN has a good potential to take off. Figure 13. CAN Principle vfpSfSTEMiJ ABS/ASR Dashboard Fus» Box \Ah Conditionat/ COMFORT Radio, Display Navigation System, Phone, body I2C BUS - Inter-Integrated Circuit Bus (PHILIPS) The I2C bus is a simple 2 wire serial interface developed by Philips. It was developed for 8 bit applications and is widely used in consumer electronics, automotive and industrial applications. In addition to microcontrollers, several peripherals also exist that support the I2C bus. The UART. A UART (Universal Asynchronous Receiver Transmitter) is a serial port adapter for asynchronous serial communications. USART. A USART (Universal Synchronous / Asynchronous ReceiverTransmitter) is a serial port adapter for either asynchronous orsynchronous serial communications. Communications using a USART are typically much faster (as much as 16 times) than with a UART. 2.5 Interrupts Polling. Polling is what you have to do If your microcontroller does not have interrupts or if what you want to do is not time critical. It is a software technique whereby the controller continually asks a peripheral If it needs servicing. The peripheral sets a flag when it has data ready for transferring to the controller, which the controller notices on its next poll. Several peripherals can be polled in succession, with the controller jumping to different software routines, depending on which flags have been set. Figure 14. Polling versus Interrupt POLLING INTERRUPT task 1 task 1 POLLING LOOP task 2 POLLING LOOP task 3 task 3 I ¡ Event occur^ POLLING LOOP PROCESS EVENT t-.wít occurifL-vj INTERRUPT Save State PROCESS EVENT I Restore State task 4 Interrupts. Rather than have the microcontroller continually polling - that is, asking peripherals (timers / UARTS / A/Ds / external components) whether they have any data available (and finding most of the time they do not), a more efficient method is to have the peripherals tell the controller when they have data ready. The controller can be carrying out its normal function, only responding to peripherals when there is data to respond to. On receipt of an interrupt, the controller suspends its current operation, identifies the interrupting peripheral, then jumps to theappropri- 208 Informacije MIDEM 31(2001)4, str. 237-245 H. Stiebig, D. Knipp, H. Wagner: Color Aliasing Free Detectors ate interrupt service routine. The advantage of interrupts, compared with polling, is the speed of response to external events and reduced software overhead (of continually asking peripherals if they have any data ready). Most microcontrollers have at least one external interrupt, which can be edge selectable (rising or falling) or level triggered. Both systems have advantages. Edge is not time sensitive, but it is susceptible to glitches. Level must be held high (or low) for a specific duration (which can be a pain but is not susceptible to glitches). 3 POWER SUPPLY ISSUES IN MCUS Since automotive applications have been the driving force behind most microcontrollers, and 5 Volts was very easy to do in a car, most microcontrollers only supported 4.5 -5.5 V operation. In the recent past, as consumer goods were beginning to drive major segments of the microcontroller market, and became portable and lightweight, the requirement for 3 volt (and lower) microcontrollers became urgent. 3 volts means 2 battery solution, lower voltage and longer battery life. Most low voltage parts in the market today are simply 5 volt parts that were modified to operate at 3 volts (usually at a performance loss). Some micros being released now are designed from the ground up to operate properly at 3.0 (and lower) voltages, which offer a performance level comparable to 5 volt devices. But why are voltages going down on ICs? There are a few interesting rules of thumb regarding transistors: 1) The amount of power they dissipate is proportional to their size. If you make a transistor half as big, it dissipates half as much power. 2) Their propagation delay is proportional to their size. If you make a transistor half as big, it's twice as fast. 3) Their cost is proportional to the square of their size. If you make them half as big, they cost one quarter as much. Figure 15. Transistor Parameter Scheme For years people have been using 5 Volts to power integrated circuits. Because the transistors were large, there was little danger damaging the transistor putting this voltage across it. However, now that the transistors are getting so small, 5 Volts would now destroy them. The only way around this is to start lowering the voltage. This is also why people are now using 3 (actually 3.3) Volt logic, and this will certainly lead to lower voltages in the next few years. ST Microelectronics Micro Division www.st.com 209 Informacije MIDEM 31(2001)4, str. 237-245 H. Stiebig, D. Knipp, H. Wagner: Color Aliasing Free Detectors LAST CALL TO SUBMIT YOUR ABSTRACT Dear IMAPS member, The next European Microelectronics Packaging and Interconnection Symposium IMAPS will be held in CRACOW (Poland) between 16 and 18 June 2002. The Technical Programme Committee invites you to present a paper in Cracow, if you are interested, please send your abstract: before 23rd NOVEMBER 2001 bye-mail tpc2002@pwr.wroc.pl (send a copy by Fax: + 48 71 355 48 22 or + 48 71 328 35 04). Best regards, see you in Cracow. > Leszek GOLONKA TPC Chairman Piease, find more details at www.itme.edu.pl/imaps.cracow2002 Deadline for sending abstract - November 23rd, 2001 Deadline for sending paper - March 15th, 2002 210