UNIVERZA V LJUBLJANI FAKULTETA ZA ELEKTROTEHNIKO Gorazd Modrijan ODPRAVLJANJE NELINEARNEGA POPACENJA MOČNOSTNIH OJAČEVALNIKOV MAGISTRSKO DELO LJUBLJANA, 2004 0050841 50844 UNIVERZA V LJUBLJANI FAKULTETA ZA ELEKTROTEHNIKO Gorazd Modrijan ODPRAVLJANJE NELINEARNEGA POPACENJA MOČNOSTNIH OJAČEVALNIKOV MAGISTRSKO DELO Mentor: doc. dr. Danijel Vončina LJUBLJANA, 2004 nvw AOOO D50844/8.7. ZOOit UNIVERZA V LJUBLJANI FAKULTETA ZA ELEKTROTEHNIKO Tržaška 25 p.p. 2999 1001 Ljubljana Tel: 014768411 Fax: 01 624 46 30 Številka naloge: M-993/2004 Datum: 25. 3. 2004 Fakulteta za elektrotehniko Univerze v Ljubljani izdaja naslednjo nalogo: Kandidat: Gorazd MODRIJAN, univ. dipl. inž. el. Naslov ODPRA VLJANJE NELINEARNEGA POPAČENJA MOČNOSTNIH OJAČEVALNIKOV Vrsta naloge: Magistrsko delo Tematika naloge: Analizirajte vzroke za nastanek nelinearnega popačenja stikalnih močnostnih ojačevalnikov. Predlagajte in utemeljite digitalni princip generiranja in korekcije želene vrednosti izhodne napetosti. Izdelajte mikroprocesorski sistem za generiranje dveh neodvisnih referenčnih signalov z možnostjo nastavljanja frekvence, amplitude, faznega premika in dodajanja višjeharmonskih komponent. Predvidite tudi možnost razširitve mikroprocesorskega sistema za vodenje trifaznega močnostnega ojačevalnika. Metodo preizkusite na eksperimentalnem modelu precizijskega vira za preizkušanje in umerjanje števcev električne energije. Mentor: / *— doc. dr. Danijel Vončina ^vt#V Predstojnik katedre: doc. dr. Riastko Fišer Dekan: prof. dr. Tomaž Slivnik Zahvala Iskreno se zahvaljujem vsem, ki si mi stali ob strani skozi vsa leta študija, predvsem pa staršem in punci Barbari. Zahvaljujem se tudi sodelavcem in kolegom iz Laboratorija za regulacijsko tehniko in močnostno elektroniko za izkazano pomoč in podporo pri nastajanju magistrskega dela, še posebej mentorju doc. dr. Dinijelu Vončini, univ. dipl. inž. el. in seveda doc. dr. Petru Zajcu, univ. dipl. inž el. Hvala. Kazalo I. Kazalo II. Seznam uporabljenih simbolov in kratic.............................................................................5 III. Povzetek............................................................................................................................7 IV. Abstract.............................................................................................................................9 1. Uvod.................................................................................................................................11 1.1 Viri za umerjanje števcev električne energije...............................................................16 1.1.1 Transformatorski napajalni viri.............................................................................16 1.1.2 Elektronski napajalni viri.......................................................................................17 1.2 Občutljivost in preizkušanje števcev na vsebnost višjeharmonskih komponent..........18 2. Korekcijski princip.............................................................................................................19 2.1 Teoretične osnove periodične korekcije.......................................................................21 2.1.1 Konstrukcija periodičnega korektorja....................................................................26 2.2 Periodični korektor s filtrom v povratni veji...................................................................30 2.3 Blokovna shema izbranega in uporabljenega koncepta periodičnega korektorja nelinearnosti................................................................................................................32 3 Realizacija in problematika korekcijskega člena................................................................35 3.1 Nastavljanje parametrov korektorja..............................................................................42 3.2 Seštevanje referenčnega in korekcijskega signala......................................................44 3.3 Enosmerna komponenta v korekcijskem signalu in korekcijski člen za njeno odpravljanje.................................................................................................................45 4. Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja................................................................47 4.1 Pregled gradnikov korekcijskega sistema....................................................................50 4.1.1. Digitalni signalni mikrokrmilnik ADSP-2191.........................................................51 4.1.2. USB vmesnik CY7C64613 z integriranim mikrokrmilnikom 8051........................59 4.1.3 X///>7xXC95144XL CPLD vezje............................................................................63 4.1.4 Analogno-digitalni pretvornik ADS7805................................................................64 4.1.5 Digitalno-analogni pretvornik AD7541..................................................................66 4.2 Povezava med nadrejenim in podrejenimi ADSP mikrokrmilniki..................................67 4.3 Povezava podrejenega/korekcijskega DSP-ja z A/D-D/A podmodulom in program za CPLD vezje.................................................................................................................71 4.4 Povezava nadzornega in korekcijskih DSP modulov in program za CPLD vezje na povezovalnem modulu................................................................................................72 4.5 Izvedba dajalnika reference in člena za zajemanje izhodnega signala........................74 5. Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike.................................................75 5.1 Program za podrejene/korekcijske DSP mikrokrmilnike..............................................75 3 Kazalo 5.2 Program za nadrejeni/nadzorni DSP mikrokrmilnik.....................................................80 5.2.1 Podprogram za oblikovanje referenčnega signala................................................81 5.2.2 Podprogram za izračuna frekvence......................................................................82 6. Rezultati............................................................................................................................86 7. Zaključek...........................................................................................................................95 A. Dodatek............................................................................................................................97 B. Viri..................................................................................................................................100 Izjava....................................................................................................................................103 4 Seznam simbolov II. Seznam uporabljenih simbolov in kratic /' tok bremena R notranja upornost vira Uvir napetost vira Uizt, napetost na bremenu cos(p faktor delavnosti Z impedanca omrežja Cgi kapacitivnost gladilnega kondenzatorja r razred točnosti THD faktor celotnega harmonskega popačenja (angl. Total Harmonic Distortion) uref referenčna napetost udej izhodna dejanska napetost Ukor korekcijska napetost uin vhodna napetost v močnostni ojačevalnik uait izhodna napetist po prehodu skozi filtrimi člen R(z) d periodična motnja Tpehode, TP čas trajanja periode N, M število vzorcev v periodi osnovne harmonske komponente Tvz, T vzorčni čas PWM pulzno-širinska modulacija (angl. Pulse VVidth Modulation) uDC enosmerna komponenta napetosti e, e(z) pogrešek z operator v časovno-diskretnem prostoru P(z) prenosna funkcija močnostnega ojačevalnika Q(Z) člen v notranji povratni zanki korektorja S(Z) kompenzacijski člen R(z) filtrirni člen v povratni zanki korektorja z'N zakasnilni člen zk,z9 prediktivni člen IM zaprtozancna prenosna funkcija notranjega regulacijskega kroga korektorja Kr, Kr1, Kr2 proporcionalni člen korektorja e^ operator v zveznem prostoru fs vzorčna frekvenca fmax maksimalna frekvenca signala fj0 frekvenca zunanjih perifernih enot DSP mikrokrmilnika 5 Seznam simbolov A/D analogno-digitalni D/A digitalno-analogni DSP digitalni signalni mikrokrmilnik (angl. Digital Signal Processor) kSPS kilo vzorcev na sekundo (angl. kilo Samples Per Second) USB univerzalni serijski vmesnik (angl. Universal Serial Bus) CPLD kompleksno programabilno logično vezje (angl. Complex Programmable Logic Device) ŠPORT serijsku vmesnik (angl. Serial Pori) SPI sinhronski serijski vmesnik (angl. Serial Pori Interface) UART univerzalni asinhronski sprejemnik in oddajnik (angl. Universal Asynchronous Receiver-Transmitter) DMA neposredni pomnilniški dostop (angl. Direct Memory Access) HPI gostiteljski vmesnik (angl. Host Pori Interface) EMI razširitveni vmesnik (angl. External Port Interface) GPIF programirljiv vmesnik (angl. General Programmable InterFace) PLL fazno zaklenjena zanka (angl. Phase Locked Loop) OST osnovna sinusna tabela LSB najmanj pomemben bit zloga (angl. Less Significant Bit) MSB najpomembnejši bit zloga (angl. Most Significant Bit) Povzetek III. Povzetek Magistrska naloga v uvodnem delu podaja kratek opis vzrokov za nastanek nelinearnih popačenj napajalnih napetosti ter njihov vpliv na delovanje števcev električne energije. Obravnavani sta dve izvedbi virov za umerjanje števcev s posebnim poudarkom na elektronskem viru, ki je v nadaljevanju dela podrobneje opisan. Osrednji del magistrske naloge (drugo in tretje poglavje) obsega teorijo korektorja nelinearnega popačenja s periodičnim delovanjem glede na osnovno harmonsko komponento signala. Korigirani signal se razdeli na določeno število intervalov in nato korigira vsak interval posebej, neodvisno od preostalih korekcijskih intervalov. Predstavljeno delo se v nadaljevanju ukvarja tudi s praktično realizacijo korektorja nelinearnega popačenja v eksperimentalnem trifaznem elektronskem napetostnem in tokovnem viru s posebnimi zahtevami za umerjanje števcev električne energije. Močnostni ojačevalniki za napetostne in tokovne veje omenjenega trifaznega vira so bili že predhodno izdelani in v predstavljeni magistrski nalogi niso posebej obravnavani. Naj omenim samo, da je regulacija tokovnih virov enostavnejši problem. Zato je celoten korekcijski postopek razložen na primeru napetostnega močnostnega ojačevalnika z izhodnim LC filtrom in v nadaljevanju tudi z modificiranim izhodnim filtrom, ki sta povzročala največ težav pri izvedbi korektorja nelinearnega popačenja. Uporabljen korekcijski princip ni odvisen od notranjih že izvedenih regulacijskih zank virov oziroma ne zahteva nikakršnega posebnega znanja o parametrih posameznega vira. Edini pogoj za uporabo predstavljenega korekcijskega principa je predhodno stabilno delovanje virov. V nadaljevanju oziroma v četrtem poglavju so opisani posamezni strojni gradniki (DSP mikrokrmilnik, USB vmesnik, A/D in D/A pretvorniki,...) korekcijskega sistema, njihovo povezovanje v A/D-D/A in korekcijske podmodule, povezovalni modul in nadzorni DSP modul. Opisana je tudi strojna oprema, ki je potrebna za usklajeno delovanje takšnega večprocesorskega sistema, sestavljenega iz enega nadrejenega/nadzornega DSP mikrokrmilnika in iz štirih podrejenih/korekcijskih DSP-jev, v katerih se izvajajo korekcijski programi za eno tokovno in eno napetostno vejo trifaznega vira. V petem poglavju so predstavljeni različni programi, ki skrbijo za nadzor in pravilno delovanje sistema, za generiranje referenčnih veličin in krmilnih signalov za posamezno korekcijsko enoto in za njihovo medsebojno usklajeno delovanje ter komunikacijo z najvišjim nadzornim členom: osebnim računalnikom, ki nadzira potek procesov v trifaznem eksperimentalnem viru za umerjanje števcev električne energije. Nenazadnje pa je podrobno opisano tudi delovanje A/D pretvornikov, ki zajemajo trenutne vrednosti izhodnih oziroma merilnih signalov tokov in napetosti močnostnih ojačevalnikov ter delovanje D/A pretvornikov, 7 Povzetek ki v kombinaciji z generatorjem referenčnih signalov (izvedenim v nadzornem/nadrejenem DSP mikrokrmilniku) generirajo vhodne signale posameznega korektorja. V zaključku naloge oziroma v zadnjem poglavju pa so predstavljeni merilni rezultati, ki sem jih pridobil na trifaznem eksperimentalnem napetostnem viru. 8 Abstract IV. Abstract This master's thesis in its initial part gives a short description of the causes behind nonlinear repetitive disturbances and their influence on electrical energy meters. Two different power sources for energy meters calibration are introduced. A special emphasis is given to a description of the electronic power source, vvhich is further discussed in the follovving chapters. The central part of the master's thesis (chapters 2 and 3) encompasses the theory of a repetitive corrector based on a procedure vvith recurrent action vvhich distributes the regulated signal on a predetermined number of intervals and subsequently corrects each interval separately and independently from the remaining intervals. The introduced vvork in continuation deals also vvith its implementation in an experimental three-phase electronic voltage and current source vvith special requirements, intended for calibration of electrical energy meters. Povver amplifiers for voltage and current branches of the mentioned source vvere already made and they are not explained separately in the thesis. It should be mentioned hovvever, that the used current sources, because of their design, represented a simpler problem from the control standpoint. Therefore, the application of the correction method is explained on the example of a voltage povver amplifier vvith an output LC filter and in the continuation vvith a modified output filter, vvhich turned out to be a more demanding control problem. The applied corrector principle does not affect or depends from intemal control loops of the source povver amplifiers and does not require any special knovvledge about parameters of individual sources. The only condition for the use of the introduced correction principle is a stable operation of the source. Individual components of the correction svstem are described in the fourth chapter. Furthermore, their connection in A/D-D/A submodules, correction submodules, interconnection and supervisory DSP modules is shovvn. The hardvvare, vvhich is required for the operation of such a multiprocessor svstem, is also described. It is comprised of one supervison/ DSP processor an four subordinate DSPs, in vvhich the correction programmes for one current and one voltage branch of the three-phase experimental source are carried out. In the fifth chapter, different programmes are introduced. They supervise and čare for the correct operation of the svstem, the reference signal generator and control signals for individual correction svstem, their mutual vvorking and communication vvith the highest supervisory link: a personal computer, vvhich oversees ali processes in a three-phase experimental povver source. Described is also the in detail operation of A/D converters, 9 Abstract vvhich capture the momentary value of output signals of currents and voltages from povver amplifiers and the operation of A/D converters vvhich, in combination vvith the reference signals generator (executed in the supervisorv DSP processor) generates input signals for individual correctors. In the last chapter, the measurement results are introduced. They were acquired by the help of the three-phase experimental voltage source and they confirm the decision of using the proposed correction principle in such svstems. 10 Uvod 1. Uvod V sodobnih električnih omrežjih sta nezaželeni predvsem dve veličini: osnovna jalova moč, ki povečuje izgube in vpliva na dimenzioniranje omrežja ter jalova moč zaradi visjeharmonskih komponent toka ali napetosti, ki neposredno vpliva na obliko napetosti in s tem na kakovost električne energije. Prisotnost visjeharmonskih komponent toka v omrežju obravnavajo standardi, ki omejujejo njihov delež glede na osnovno harmonsko komponento. Takšen primer je standard IEC 555, ki določa dovoljeno vsebnost visjeharmonskih popačitev pri različnih vrstah in velikostih porabnikov. Posledica velikega števila enostavnih usmemiških naprav je popačenje sinusne oblike omrežne napetosti. Krivec zanj je tok oziroma oblika toka, ki teče iz napajalnega vira (električnega omrežja) v določeno breme. Veliko je namreč naprav, ki zaradi občutljivosti delovanja, rabijo sinusno obliko napajalne napetosti. Še več pa je elektronskih naprav, ki zaradi oblike toka, ki teče iz vira vanje, popačujejo idealno obliko sinusne napetosti. Na žalost so vse te naprave ponavadi vezane na isti izvor (električno omrežje) in tako druge motijo delovanje prvih. Nalogo merjenja veličin, iz katerih se izgube v električnem omrežju in kakovost električne energije izračunavajo, opravljajo števci električne energije (klasični indukcijski, elektronski, enofazni, trifazni, itd.). Ti morajo biti sposobni meriti ne samo osnovne komponente toka in napetosti v podanem razredu točnosti, temveč morajo biti sposobni ovrednotiti tudi popačene signale, ki vsebujejo določeno število višjih harmonskih komponent. Področje merjena električnih veličin urejajo različni standardi (IEC 521, IEC 687, IEC1036), ki jim morajo ustrezati števci električne energije. Kot splošen primer vezja, ki povzroča nelinearno popačenje napajalne napetosti, si poglejmo vezje s slike 1.1. Sestavljeno je iz idealnega sinusnega vira z napetostjo uvir in z določeno notranjo upornostjo R. Breme, ki je priključeno na vir, je neznano, znana pa je oblika toka, ki teče vanj in jo kaže slika 1.2, na kateri je vrisan tudi potek idealnega sinusnega toka. Tok /', ki teče v breme, povzroča na notranji upornosti R določen padec napetosti in tako popači izhodno napetost uizh napajalnika. Napetostne razmere so razvidne s slike 1.3, na kateri je prikazana popačena napajalna napetost uizh in napaka, oziroma odstopanje izhodne napetosti od idealne sinusne oblike, ki je enaka padcu napetosti na notranji upornosti vira. 11 Uvod breme Slika 1.1: Primer vezja, ki povzroča motnje Slika 1.2: Oblika toka /, ki teče v breme Slika 1.3: Oblika popačene izhodne napetosti uizh in padec napetosti na notranji upornosti R Bremena, ki povzročajo takšno ali podobno obliko toka in popačujejo napajalno napetost, so ponavadi različni napajalniki, predvsem usmerniki z gladilnim kondenzatorjem in tiristorski usmerniki [1]. V nadaljevanju sta na kratko opisana Graetzov usmerniški mostič in njegova izpeljanka: usmernik z gladilnim kondenzatorjem. Predvsem drugo vezje je opisano kot ilustrativen primer za boljše razumevanja nastanka motnje (na napajalni napetosti) s periodo ponavljanja, ki je enaka periodi osnovne harmonske komponente napetosti ter drugih (višjeharmonskih) motenj, ki so prisotne na merilnih sponkah števcev električne energije. V enofaznih sistemih je največkrat uporabljen Graetzov usmerniški mostič, ki ga sestavljajo štiri diode. Spoj usmerja izmenično vhodno sinusno napetost v izhodno pulzirajočo enosmerno napetost (slika 1.4). Prednost tega usmernika je oblika toka, ki teče iz vira v mostič (če je nanj priključeno ohmsko breme). Ta je sinusne oblike in v fazi z napetostjo {coscp ~1). Tok na notranji upornosti R vira (oziroma omrežni impedanci Z) povzroča sinusen padec napetosti, zato je vhodna napetost v vezje (linearno) zmanjšana za velikost povzročenega padca napetosti in ni nelinearno popačena. Za napajanje zahtevnejših bremen, ki potrebujejo zglajeno enosmerno napetost, prej opisanemu usmerniku dodamo izhodni gladilni element oziroma elektrolitski kondenzator s 12 Uvod čim večjo kapacitivnostjo. Takšni usmerniki se največkrat uporabljajo kot samostojni usmerniki ali kot vhodne usmemiške stopnje v stikalnih pretvornikih. Pomanjkljivost tega usmernika je prikazana na sliki 1.5, na kateri vidimo tok, ki teče iz sinusnega vira v diodni usmernik z gladilnim kondenzatorjem. Vhodni tok je vidno popačen in ne sledi sinusnemu poteku vhodne napetosti. Poleg motnje s frekvenco osnovne harmonske komponente se pojavijo tudi višjeharmonske komponente toka, od katerih prevladujejo lihe komponente. Takšen potek toka je posledica gladilnega člena, ki na izhodni strani vzdržuje konstantno napetost, zaradi česar električni tok teče samo takrat, ko je trenutna napetost omrežja višja od trenutne napetosti na kondenzatorju. Električni tok, ki teče iz omrežja, ni sinusne oblike, čas prevajanja mostiča pa se z 10 ms, kolikor traja ena polperioda pri frekvenci 50 Hz, skrajša. Ker pa mora ostati nazivna moč enaka, se poveča vrednost toka, ki steče v času, ko mostič prevaja. >t Slika 1.4: Izhodna napetost in vhodni tok diodnega mističnega usmernika (kt = 2 ms/rd, ku = 5 V/rd, k, = 100 mA/rd) Slika 1.5: Izhodna napetost in vhodni tok diodnega usmernika z gladilnim kondenzatorjem Cg, = 500 |iF (kt = 2 ms/rd, ku - 5 V/rd, ki = 200 mA/rd) Če se v nekem električnem omrežju večji del energije pretvarja iz sinusne v enosmerno napetost s pomočjo diodnega usmernika z gladilnim kondenzatorjem, se to opazi tudi na obliki omrežne napetosti, ki ni več sinusne oblike. Vzemimo na primer diodni usmernik z gladilnim kondenzatorjem, ki je verjetno najpogosteje uporabljen samostojni usmernik ali vhodna usmerniška stopnja v stikalnih pretvornikih in močnostnih usmernikih ter predstavlja večji del, večinoma majhnih a množičnih, napajalnikov: od frekvenčnih pretvornikov za elektromotorje, preko ročnih orodij do napajalnikov za računalnike. Zaradi nelinearnosti je zelo neprijazno breme za sinusni napajalni vir (ali električno omrežje). Posledica nelinearnih bremen in toka, ki teče vanje, je motnja (v napajalni napetosti) s periodo ponavljanja, ki je enaka periodi osnovne harmonske komponente napetosti. 13 Uvod Prisotnost višjeharmonskih komponent napetosti v električnem omrežju torej povzročajo omenjeni nelinearni porabniki, med katerimi so predvsem močnostni usmerniki in stikalni pretvorniki. Nazoren primer popačenja omrežne napetosti kaže oscilogram u1 na sliki 1.6, ki mu je za primerjavo dodan še idealen sinusni signal u2. Poteka obeh oscilogramov se najočitneje razlikujeta v okolici temenske vrednosti, kjer je omrežna napetost močno deformirana. Kot sem že omenil, je vzrok temu veliko število usmerniških naprav, ki omrežje obremenjujejo le s kratkimi sočasnimi tokovnimi impulzi. Velikost popačenja je odvisna od električnih parametrov omrežja in od obremenitve. Podobno kot enofazni usmerniki, so povzročitelji višjeharmonskih komponent toka in slabega faktorja delavnosti tudi večfazni usmerniki, ki se večinoma uporabljajo za napajanje elektromotorjev. Ujt i V t / w t u2i i W 1 r\ \ 1 / -s> t / / ;: Slika 1.6: Primerjava dejanske in idealne oblike sinusne omrežne napetosti (kt = 2 ms/rd, ky\ * 10 V/rd, km = 10 V/rd) Še nekaj primerov popačenja napajalne napetosti kaže naslednja slika. 0 36 0 365 0.37 0 375 0.38 0.385 0.39 0.38S 0.4 0.36 0 365 0.37 0 375 0 38 0.385 0.39 0 395 0.4 0 36 0.365 0.37 0.375 0.38 0.385 0.39 0.395 0.4 Slika 1.7: Primeri popačenja napajalne napetosti v odvisnosti od toka 14 Uvod Problem popačenja napajalne napetosti je pereč zlasti v precizijskih sistemih, kot je napajanje večjega števila števcev električne energije. Izvor vseh motenj s periodo ponavljanja, ki je enaka periodi osnovne harmonske komponente napetosti in tudi visjeharmoskih motenj na merjeni napetosti, ki je hkrati tudi napajanje števca, je namreč ravno v obliki toka, ki teče iz omrežja oziroma napetostnega vira v števec. V idealnem primeru naj tega toka sploh ne bi bilo in posledično naj ne bi bilo tudi popačenja merjene napetosti. Žal temu ni tako, kajti tok je v odvisnosti od izvedbe števca lahko tudi zelo popačen (slika 6.5.a). Pri proizvodnji števcev električne energije je treba vsak izdelek umeriti in dokončno sestavljenega še enkrat preveriti [2]. Poleg tega se vsi števci električne energije tudi periodično preverjajo. Pogostost kontrole je zakonsko določena in je odvisna od mesta vgradnje števca oziroma od njegovega namena ter razreda točnosti števca. Periodična preverjanja potekajo na mestu vgradnje ali v pooblaščenih umerjevalnicah. Vsa takšna preizkušanja se izvajajo pri referenčnih pogojih uporabe števca, kjer morajo biti vse predpisane veličine, kot so: temperatura okolice in merjenca, relativna zračna vlaga, jakost zunanjega magnetnega polja in položaj postavitve merjenca, znotraj predpisanih meja. Merjenec preizkušamo z nadzorovano obremenitvijo v zahtevanih kontrolnih točkah, ki so podane kot kombinacija različnih napajalnih napetosti, tokov skozi tokovne veje in faznih in/ali medfaznih premikov med tema veličinama. Načeloma se števec lahko pri dejanskih pogojih preizkuša tako, da se na njegove vhodne sponke priključi zahtevano napetost, na bremenske sponke pa se priključi breme, ki mu lahko spreminjamo velikost in značaj impedance. Tako je mogoče doseči vse želene kontrolne točke, vendar pa bi bilo takšno preizkušanje energetsko neekonomično. Zato v praksi raje uporabljamo metodo takoimenovane umetne ali fantomske obremenitve. Pri omenjeni metodi se za čas poteka meritve na števcu prekine povezavo med napetostnimi in tokovnimi tokokrogi in nato se vsak tokokrog priključi na ločen vir. S tem dosežemo, da je napetostni vir obremenjen le z majhnim tokom porabe napetostnih tuljavic indukcijskega števca, oziroma s tokom porabe napajalnika elektronskega števca. V praksi za napajanje tokovnega tokokroga zadošča že napetost nekaj voltov, ki krije napetostne padce na tokovnih tuljavicah. Področje porabe delovne in navidezne energije napetostnega in tokovnega tokokroga za lastne potrebe števcev pri nazivnih vrednostih merjenih veličin in nazivni frekvenci določata standarda IEC 1036:1996 in starejši IEC 1038:1991. Ta dva standarda omejujeta porabo delovne energije na napetostnih sponkah in navidezno energijo ter delovno energijo na tokovnih sponkah. Po opisani metodi je števce mogoče preizkušati ob minimalni porabi energije, hkrati pa je nastavitev vrednosti napetosti, tokov ter faznih in medfaznih premikov znatno lažja. Pri 15 Uvod istočasnem preizkušanju večjega števila števcev se napetostni krogi vežejo vzporedno, tokovni pa zaporedno. 1.1 Viri za umerjanje števcev električne energije Vsi števci morajo ustrezati predpisanim tolerančnim mejam znotraj pripadajočih območij. Zato se je skupaj z razvojem števcev električne energije razvijala tudi merilna in kontrolna oprema za umerjanje, katerih bistveni del so napajalni viri, ki zagotavljajo ustrezne napetosti in tokove za umerjanje števcev. Za umerjanje trifaznih števcev električne energije so potrebni trije galvansko ločeni napetostni in trije tokovni viri. Najpogosteje se števci umerjajo na simetrično trifazno napetost, zato morajo viri zagotavljati (najmanj) fazne napetosti enakih amplitud, medsebojno premaknjenih za 120°. Vsi fazni in medfazni koti morajo biti nastavljivi neodvisno od tokov, napetosti, preostalih kotov in od frekvence. Izhodna moč napajalnih virov je odvisna od števila števcev električne energije, ki jih želimo sočasno umerjati (od dveh ali treh števcev pa tja do 100). V proizvodnji števcev električne energije se uporabljajo viri, ki lahko pri nazivni napetosti in bremenskem toku do 120 A hkrati napajajo do 80 števcev. Izhodna moč takih virov je do 1 kVA za posamezni napetostni modul ene faze in do 6 kVA za posamezni tokovni modul ene faze. Glede na zahtevano izhodno moč so ti viri ustrezno veliki in niso prenosljivi. Manjše prenosljive vire z izhodno močjo do 60 VA za napetostne in tokovne module posamezne faze pa se uporablja v laboratorijih in delavnicah, kjer se hkrati meri do pet števcev električne energije. Ker se s takšnimi viri umerja tudi števce na terenu, se običajno izdelujejo v prenosni izvedbi. 1.1.1 Transformatorski napajalni viri Najstarejše naprave za umerjanje števcev električne energije so transformatorskega tipa. Sestavljene so iz napetostnih in tokovnih virov, ki so od omrežja galvansko ločeni z ločilnim transformatorjem z več odcepi na sekundarni strani. Če so uporabljeni kot napetostni viri, se transformatorju glede na nazivno napetost števca izbere primeren odcep vhodnega ločilnega transformatorja in nato z zaporedno vezanim nastavljivim avtotransformatorjem nastavi izhodno napetost. Fazni kot med napetostmi in tokovi se uravnava z vrtljivim 16 Uvod nastavljivim transformatorjem. Zaradi robustnosti in relativno enostavnega vzdrževanja se te naprave še dandanes uporabljajo v nekaterih manjših umerjevalnicah. Njihove slabosti so: - nihanje izhodnih veličin zaradi nihanja omrežne napetost, - nespremenljiva izhodna frekvenca, ki je enaka vhodni in je ni mogoče nastavljati, - zaradi velikega števila vgrajenih močnostnih transformatorjev so viri veliki in težki, - visoka cena zaradi visokega materialnega vložka (baker in železo), - ročno upravljanje in nezmožnost integracije v avtomatizirane linije. 1.1.2 Elektronski napajalni viri Z razvojem elementov močnostne elektronike so se razvijali tudi elektronski viri za napajanje števcev električne energije. Njihova glavna prednost pred transformatorskimi viri je možnost računalniškega nadzora vseh spreminjajočih se električnih veličin, kar omogoča popolno avtomatizacijo procesa umerjanja števcev. Poleg tega pa so ti viri tudi manjši, lažji in predvsem cenejši od transformatorskih. Imajo pa tudi nekaj pomanjkljivosti. Skupno vsem elektronskim virom je, da omrežno napetost najprej usmerijo in jo nato preoblikujejo v izmenično napetost z želenimi parametri. Napetostni vir manjše moči lahko zgradimo z uporabo linearnega ojačevalnika, ki omogoča zelo točno nastavitev izhodne napetosti in visoko dinamiko. Njegova največja slabost pa je majhen energijski izkoristek, ki je povezan z majhnimi izkrmiljenji izhodnega tranzistorja v linearnem področju delovanja oziroma z velikim padcem napetosti na izhodnem tranzistorju. Izgubna moč je premosorazmema produktu omenjenega padca napetosti in bremenskega toka in povzroča dva stranska učinka: dodatne stroške zaradi nekoristno potrošene električne energije ter segrevanje notranjosti naprave, ki mora zato vsebovati učinkovit hladilni sistem. Ti pa so ponavadi veliki, težki ter glede na moč in izvedbo ventilatorjev za odvajanje proizvedene toplote iz naprave tudi glasni. Energijsko varčnejši so stikalni pretvorniki, ki z izmeničnim preklapljanjem enosmerne napetosti na bremenu ob prisotnosti filtrov proizvajajo različne oblike izhodnih napetosti. Sodobni stikalni elementi, ki delujejo pri visokih stikalnih frekvencah in pripadajoči modulacijski postopki (PVVM), omogočajo uporabo majhnih filtrskih elementov za doseganje sprejemljivo majhne valovitosti izhodne napetosti in toka pri visokem energijskem izkoristku naprave. 17 Uvod 1.2 Občutljivost in preizkušanje števcev na vsebnost višjeharmonskih komponent Števec mora pravilno meriti porabljeno energijo bremena tudi tedaj, ko razmere v omrežju oziroma v merjeni napetosti odstopajo od idealne sinusne oblike. Sodobni merilni postopki števcev električne energije predvidevajo tipske preizkuse s superponiranimi višjeharmonskimi komponentami napetosti in toka. S temi testi se poskuša poustvariti vplive "onesnaženega" omrežja na meritev, ki jo opravlja števec. Postopke testiranja podrobno določajo že omenjeni standardi lEC 1036, lEC 1038 in lEC 687. Posebna pozornost je posvečena meritvam energije pri dodani tretji in peti harmonski komponenti, ker sta ti dve višjeharmonski komponenti najbolj izraženi v popačeni omrežni napetosti. Elektronski viri s pomočjo katerih preizkušamo delovanje števcev električne energije morajo zato izpolnjevati stroge tehnične zahteve: - zvezno nastavljiva izhodna napetost v območju od 0 V do 320 V, - zvezno nastavljiv izhodni tok v območju od 0 A do 60 V, - razred točnosti nastavljene napetosti r = 0,1, - faktor popačenja oblike - THD mora biti za osnovno harmonsko komponento nižji od 0,5 %, - nastavljivost frekvence izhodne napetosti vira od 45 Hz do 65 Hz s korakom 0,01 Hz, - točnost nastavitve frekvence 0,01 Hz, - točnost nastavitve faznega kota 0,01°, - možnost generiranja superponiranih višjeharmonskih komponent (do 30-te), - časovna stabilnost 0,05 %/h. Nazivna moč za tipske preizkuse predvidenega vira mora zadoščati sočasnemu napajanju do petih števcev električne energije, hkrati pa mora biti naprava preprosto zasnovana ter prenosna (majhna). Elektronski vir morajo izpolniti še ene pogoj. Njihova izhodna napetost (oziroma tok) mora biti neodvisna od velikosti in značaja bremena, ki je lahko ohmsko, induktivno, kapacitivno, linearno ali nelinearno. V primeru sodobnih elektronskih števcev električne energije je omenjena problematika najbolj izrazita v napetostnih tokokrogih števcev. Nanje so namreč priključeni napajalniki za oskrbo elektronskih podsklopov števca z električno energijo. Na priključnih sponkah se delovanje takšnih napajalnih sklopov manifestira kot izrazito nelinearna in deloma kapacitivna obremenitev. Popačitev priključene napetost in toka torej ne nastopa zgolj pri priključitvi števca na omrežno napetost, ampak lahko nastopi tudi ob neustrezno načrtovanem elektronskem viru med procesom umerjanja. 18 Korekcijski princip 2. Korekcijski princip Za odpravljanje nelinearnega popačenja močnostnih ojačevalnikov je bilo s strani številnih avtorjev predlaganih več regulacijskih postopkov, kot sta naprimer regulacija s končnimi časi nastavitve (angl. Deadbeat Control) [3] in večzančna regulacija (angl. Multiloop Control) [4], s katerimi se da doseči visoko kakovost in dinamiko izhodne veličine (napetosti). Slabosti teh postopkov: - zahteva po spremljanju (reguliranju) večjega števila fizikalnih veličin in - zahteva po visoki dinamiki regulacijske zanke, zvišujeta stroške njihove uporabe v različnih korekcijskih sistemih in omejujejo njihovo množično uporabo. Alternativna rešitev zgoraj navedenim regulacijskim metodam je korekcijski postopek s ponavljajočim delovanjem, ki je prirejen odpravljanju periodičnih motenj, kot jih generirajo tudi v uvodu omenjena nelinearna bremena. Osnovna ideja temelji na predpostavki, da je mogoče izhodnemu signalu močnostnega ojačevalnika v določeni periodi izmeriti trenutno odstopanje glede na potek vhodnega referenčnega signala in ga na podlagi dobljene razlike v naslednji periodi primerno korigirati. Korekcijski postopek je ilustrativno prikazan na sliki 2.1, kjer je zaradi preglednosti učinek korekcijskega signala na dejanski izhodni signal vrisan šele v tretji periodi, čeprav bi deloval že v drugi. 1,3 1,1 0,9 0,7 0,5 0,3 0,1 -0,1 -0,3 -0,5 -0,7 -0,9 -1,1 -1,3 zajemanje izhodnega dejanskega signala z motnjo umi \ oblikovanje korekcijskega signala in prištevanje sle k referenčnemu signalu J j signala in prištevanje slednjega odziv dejanskega izhodnega signala na vsoto referenčnega in korekcijskega signala 2. perioda 3. perioda Slika 2.1: Temeljni princip delovanja periodičnega korektorja Pogoj za pravilno delovanje takšnega korekcijskega postopka je po amplitudi, frekvenci in obliki, nespremenljiv (ali počasi spremenljiv) referenčni signal močnostnega ojačevalnika. Periodični korekcijski princip je namreč zelo specifičen primer korekcije, primeren le za 19 Korekcijski princip periodične signale; referenčni signal mora biti časovno stabilen, da je korektor lahko optimiran za odpravljanje periodičnih motenj. V predlaganem korekcijskem postopku sta dejanski (izhodni) signal in referenčni (vhodni) signal kvantizirana na korekcijske intervale (TPeriode = N* Tvz). Pripadajoča kvanta obeh signalov korektor v prvi periodi med seboj primerja, njuno razliko pa v naslednji periodi uporabi za "konstrukcijo" kvanta korekcijskega signala [5]. Korekcijski princip, ki temelji na delovanju periodičnega integralnega korektorja, potrebuje za pravilno delovanje podatek o eni sami spremenljivki, to je trenutni vrednosti izhodne veličine. Njegova prednost je, da kljub relativno počasnemu odpravljanju periodične motnje, zagotavlja generiranje kakovostne izhodne napetosti. Postopek je zato primeren predvsem v aplikacijah, kjer sta stabilnost izhodnih veličin in njihovo čim manjše popacenje glavni zahtevi korekcijskega postopka. Druge rešitve omenjenega korekcijskega postopka poskušajo korigirati bolj ali manj izraženi resonančni pojav v izhodnem filtru stikalnega (PWM) pretvornika z dodajanjem primernih kompenzacijskih členov v regulacijsko vejo sistema [6, 7]. Spet tretje rešitve tega korekcijskega postopka uporabljajo nizkoprepustne filtre v povratni zanki, oziroma pri zajemu izhodne veličine, ki nad resonančno frekvenco izhodnega filtra stikalnega (PWM) ojačevalnika slabijo frekvenčne komponente, ki bi sicer ogrozile stabilnost sistema [8]. Kot posledica filtriranja je mogoče v glavni regulacijski zanki uporabiti periodični integralni korektor, katerega delovanje je neodvisno od parametrov izhodnega filtra. Ta metoda omogoča generiranje izhodnega signala (napetosti) z zelo majhnim preostalim pogreškom. Zaradi nepoznavanja parametrov izhodnega filtra pa ne omogoča kakovostnega nadzora nad hitrostjo konvergiranja pogreška izhodne napetosti oziroma nad hitrostjo odziva sistema. Zadnji dve metodi bom v nadaljevanju natančneje opisal, ker sta neobhodni za razumevanje delovanja uporabljenega korekcijskega postopka. 20 Korekcijski princip 2.1 Teoretične osnove periodične korekcije Blokovno shemo krmiljenega napetostnega vira brez dodanega korektorja kaže slika 2.2. Vpliv nelinearnega bremena na obliko izhodnega napetostnega signala je ponazorjen s periodično motnjo d. Privzemimo tudi, da je stikalni (PWM) močnostni ojačevalnik s prenosno funkcijo P(Z) stabilen reguliran sistem z eno ali več notranjimi povratnimi zankami. Slika 2.2: Blokovna shema napetostnega vira z motnjo d na izhodu močnostnega ojačevalnika Slika 2.3 kaže blokovno shemo univerzalnega periodičnega integralnega korektorja z direktno povratno zanko, ki je dodan krmiljenemu močnostnemu ojačevalniku s slike 2.2. Cilj takšnega korektorja je zmanjšanje periodičnih motenj s frekvencami, ki sovpadajo z osnovno harmonsko in višjeharmonskimi komponentami vhodnega signala uref (1). Takšne periodične motnje, ki lahko nastopajo bodisi zaradi nelinearnega bremena ali zaradi nelinearnega močnostnega ojačevalnika (mrtvi čas tranzistorske veje), so zajete v motnji d. Slika: 2.3: Blokovna shema periodičnega integralnega korektorja Z e pa je označen pogrešek oziroma razlika med referenčnim signalom uref in dejanskim izhodnim signalom udej. Ta pogrešek je pripeljan na vhod periodičnega korektorja, katerega izhodna vrednost ukor se prišteje referenčni vrednosti uref, tako da se pogrešek (ali del) v naslednji periodi osnovnega signala zmanjša. Vlogo korekcijskega člena za odpravljanje enosmerne komponente korekcijskega signala, ki je na sliki 2.3 označen s kratico DC in prikazan s pikčasto črto, obravnavam na koncu tretjega poglavja. Preden se poglobimo v analizo korekcijskega postopka naj bralca spomnim na Z-transformacijo [9]. V naravi in tehniki razlikujemo med zveznimi in diskretnimi procesi. od tu naprej vedno imenovane zgolj: periodične motnje 21 Korekcijski princip Zvezne procese opisujejo diferencialne enačbe, diskretne sisteme pa diferenčne enačbe, ki so (s periodo vzorčenja T) diskretizirane diferencialne enačbe. Pri reševanju diferencialnih enačb si pomagamo s Fourierevo in Laplaceovo transformacijo, za reševanje diferenčnih enačb pa največkrat uporabljamo Z-transformacijo, ki diferencialne enačbe transformira v diskreten z prostor. Pri tem je z ~1 operator zakasnitve za eno periodo vzorčenja T oziroma MM « z -fy« [10,11]. Osrednji del periodičnega korektorja je s faktorjem Q(z) modificiran zakasnilni člen z'N v pozitivni povratni zanki črtkanega pravokotnika, označenega z l(z). Zaprtozančna prenosna funkcija notranjega regulacijskega kroga se glasi: t Ji{z) = ] (z) e \-0 z~N ' e(z) I V(z)z (2.1) kjer je N število vseh vzorcev v eni periodi osnovne harmonske komponente korigiranega/zajemanega signala. Če zaradi enostavnosti predpostavimo, da je Q(z) = 1, se zaprtozančna prenosna funkcija l(z) preoblikuje v: '»-lip- (2.2) Enačba (2.2) podaja zapis diskretnega integralnega člena, ki integrira vsak n-ti del pogreška e v periodi vhodnega signala, neodvisno od pogreškov v preostalih korekcijskih intervalih. Rezultat integriranja, ki je na sliki označen z e„ je nato speljan do ostalih členov korekcijske proge. Pri tem je: - N: število vseh časovno-diskretnih intervalov v periodi osnovne harmonske komponente signala. Z nje označen splošni časovno-diskretni interval. - z'N: zakasnilni člen. - S(z): kompenzator. - zk: prediktivni člen. - Kr: ojačenje. Še enkrat naj poudarim, da korekcijski postopek ne temelji na klasičnem delovanju digitalnih korekcijskih/regulacijskih členov, temveč so v danem primeru vsi vhodni in izhodni signali sistema kvantizirani na določeno število korekcijskih intervalov. To pomeni, da je izhodna napetost močnostnega ojačevalnika regulirana posredno tako, da je regulirana diskretna vrednost izhodne napetosti v vsakem n-tem intervalu, neodvisno od ostalih intervalov. 22 Korekcijski princip Osnovne zahteve, ki jih mora izpolnjevati periodični korektor oziroma korekcijski princip, so: 1)ne sme porušiti (predpostavljene) stabilnosti močnostnega ojačevalnika, hkrati pa mora v novem sistemu sam delovati stabilno, 2) zagotavljati mora kakovostno korekcijo periodičnih motenj oziroma višjeharmonskih popačenj (pogreški e morajo konvergirati proti nič), 3) pogreške mora korigirati čim hitreje (ta zahteva je milejša, ker je povezana z zahtevo iz druge točke, ki je pomembnejša). Vloga kompenzatorja S(z): Do sedaj opisan korekcijski postopek bi opravljal svojo nalogo le pod pogojem, da bi bila ojačenje močnostnega ojačevalnika ter fazni premik med vhodnim in izhodnim signalom frekvenčno neodvisna. Ker v praksi temu ni tako, se uporabi korekcijskega in prediktivnega člena ni mogoče izogniti. Njuno vlogo si oglejmo na primeru enofaznega polmosticnega pretvornika z izhodnim LC filtrom (slika 2.4.a). Bodejev diagram takšnega ojačevalnika kaže slika 2.4.b, kjer je poleg resonančnega vrha razvidno, da v spodnjem frekvenčnem območju (pod cor) ojačenje in fazni kot nista frekvenčno neodvisna. Slednje se lahko v korekcijskem postopku odraža kot: - manjša hitrost konvergiranja pogreška e višjih harmonskih komponent, - možnost, da postane korekcijski postopek nestabilen za določene frekvence. Slednjemu se lahko izognemo s kompenzatorjem S(Z), ki bi v idealnem primeru moral imeti prenosno funkcijo enako inverzni prenosni funkciji močnostnega ojačevalnika z izhodnim filtrom. Vendar bi to zahtevalo popolno poznavanje parametrov PWM ojačevalnika, kar pa je v praksi težko izvedljivo, saj so le-ti podvrženi različnim spremembam zaradi staranja elementov. 23 Korekcijski princip ¥— ------------( T, i »----------------------------------------------------------------------------------------------------■— Ci L ad, H + i T2 i— /^'v-v> i i . breme u i i i — C 1 Jk^ft - + '—3 0------ -----------------------------( i—i i----------------------------------- c2 (a) cc/dB t A i A = ^y \ \ \ : \ z X \ : \ rm \, E \^ 1 1 1 1 1 1 1 1 rm ~~~A : i nn E E E 1 E V .....' 11 ........ i i i 11111 ■ i i 11111 f/Hz (b) Slika 2.4: (a) PWM polmostič z izhodnim LC filtrom in (b) prenosna funkcija P(z) PWM ojačevalnika z LC filtrom Vloga kompenzatorja S(Z) je odpravljanje resonančnega vrha LC filtra in dušenje visokofrekvenčnega ojacenja sistema. Za zagotavljanje stabilnosti sistema pri bremenih z različnimi značaji mora biti S(z) zasnovan za najbolj neugoden primer, ko na izhodu močnostnega ojačevalnika ni priključenega bremena, saj je takrat resonančni vrh filtra najbolj izrazit. Če bi za kompenzator S(z) uporabili navaden filter drugega reda, bi bila kompenzacija harmonskih komponent nižjega reda nezadostna (pri filtru prvega reda pa še posebej). V kolikor bi namreč želeli doseči zadostno dušenje pri resonančni frekvenci močnostnega ojačevalnika, bi morala biti zgornja frekvenčna meja kompenzacijskega člena postavljena relativno nizko. To bi povzročilo nepotrebno dušenje frekvenčne karakteristike pri nizkih frekvencah, zaradi vpliva kompenzacijskega člena S(z) pa bi bila hitrost konvergiranja pogreška e višjeharmonskih komponent proti nič (po enačbi (2.7)) manjša. V vlogi kompenzacijskega člena S(z) je primernejši pasovni filter [12], ki ima lomno frekvenco [13] enako resonančni frekvenci izhodnega LC filtra. Njegova karakteristika je 24 Korekcijski princip primerna za nevtralizacijo resonančnega vrha brez dušenja nizkofrekvenčnih komponent. Za dušenje visokofrekvenčnih komponent pa se omenjeni pasovni filter uporablja v kombinaciji z nizkoprepustnim filtrom drugega reda. Opisani primer je prikazan na sliki 2.5.b. frekvenca (rad/s) (a) frekvenca (rad/s) (b) Slika 2.5: (a) Amplitudno-frekvenčna karakteristika člena S(z) pasovnega filtra (z6+2+z"6)/4) in (b) amplitudno-frekvenčna karakteristika produkta P(Z)S(Z) {S(z) je produkt prenosnih funkcij pasovnega filtra in nizkoprepustnega filtra drugega reda) Vloga prediktivnega člena zk: Manjši problem v korekcijskem postopku je fazni premik med vhodno napetostjo uref in izhodno napetostjo močnostnega ojačevalnika udej, ki ga v korekcijski sistem vnašata predvsem PWM krmiljeni močnostni ojačevalnik in zunanji kompenzacijski člen S(z). Zaradi vpliva močnostnega ojačevalnika na katerikoli vhodni signal, je delovanje korekcijskega signala ukor, ki se prišteva referenčnemu signalu, fazno premaknjeno. Periodični korektor namreč deluje tako, da za izračuna korekcijske vrednosti v določenem korekcijskem intervalu uporablja razliko trenutnih vrednosti referenčnega signala in izhodnega signala iz močnostnega ojačevalnika, ki sta med seboj fazno premaknjena. Zaradi tega odpravljanje določene periodične motnje d na mestu njenega nastanka s prištevanjem korekcijskega signala ukor referenčnemu signalu uref ne bi delovalo (problem je podrobneje obravnavan v tretjem poglavju). Prediktivni člen zk ima nalogo fazno premakniti korekcijski signal ukorza k korekcijskih intervalov naprej glede na mesto izračuna korekcijske vrednosti. Konstanta k mora biti izbrana tako, da premik, ki ga povzroča člen zk, ravno nevtralizira fazni premik, ki ga povzročata močnostni ojačevalnik in kompenzacijski člen. Pri tem se premik izvrši šele v naslednji osnovni periodi delovanja korektorja, kajti drugače prediktivnega člena sploh ni mogoče izvesti. 25 Korekcijski princip 2.1.1 Konstrukcija periodičnega korektorja Če sistem s kompenzatorjem izpolnjuje stabilnostne pogoje, bo prej ali slej dosegel ravnovesno stanje, v katerem pogreški vseh n-tih delov signala konvergirajo proti nič, oziroma korekcijski signal ukor konvergira proti svoji končni obliki. Mehanizem odpravljanja pogreška je zelo podoben klasičnim integralnim regulatorjem, ki odpravijo pogrešek pri vzbujanju z enotino stopnico. Glede na to se periodični korektor lahko obravnava kot N integralnih regulatorjev, ki delujejo periodično s frekvenco osnovnega signala. V praksi je v povratni veji člena l(z) velikokrat dodan filter Q(z). S tako modificiranim členom l(z) se doseže večjo stabilnost sistema, vendar na račun končnega, od nič različnega, preostalega pogreška sistema. Prenosna funkcija Q(z) je lahko nizkoprepustni filter, ki zmanjša hitrost konvergiranja višjeharmonskih komponent, kar je popolnoma dopustno, če upoštevamo, da jih že LC filter dovolj dobro slabi. Q(z) pa je lahko tudi konstanta blizu vrednosti ena, kar seveda poenostavi programsko izvedljivost digitalne korekcijske zanke, vendar je treba upoštevati, da bo v tem primeru tudi korekcija nizkofrekvenčnih višjeharmonskih komponent v korigiranem signalu slabša, kot bi bila pri uporabi filtra. Iz slike 2.3. je mogoče s krajšo izpeljavo dobiti funkcijo pogreška e, v odvisnosti od referenčnega signala tvrenn motnje d, ki se glasi: (l-P{=)).(zN-Q{=)) Q(z)-zN e^zN-{Q,z)-zkKrS{z)P{z^^ z»-{Q{2)-zkKrSM' ^ (2.3) Zadosten pogoj za stabilnost sistema, ki sledi iz karakteristične enačbe sistema [14], se glasi: H(eJcoT)\<\, (2.4) kjer je: H T = O t - ej(0kTK S t P t (e"oT) ^(eJ'°r) r (e"oT) (ejaT) (2.5) oj g[o, k IT], T. čas vzorčenja Iz enačbe (2.5) je razvidno, da je ob povečevanju co od 0 do Nyquistove frekvence (fs > 2fmax) in ob pogoju, da vektor eict)kTKrS(JcoT)P(JcoT) ne preseže enotinega kroga s središčem na koncu vektorja Q(JcoT), periodični korekcijski sistem stabilen. Opisani pogoj je grafično prikazan na sliki 2.6. 26 Korekcijski princip co—> oo & t\rO(e )hJ(e ) Slika 2.6: Ilustracija zadostnega pogoja za stabilnost sistema Ista slika razkriva, da je zaradi funkcije Q(z), katere vrednost je zaradi enostavnosti blizu vrednosti ena (0^ = 0,95), enotin krog premaknjen rahlo v levo iz (1,0), kar med drugim onemogoča vektorju e7**7KrS(JCl)T)P(ejcoT), da bi prekoračil levi rob enotine krožnice zaradi slabe fazne kompenzacije pri visokih frekvencah. Predpostavimo, da je Q(z) = 1, referenčni signal uref periodičen s konstantno frekvenco in amplitudo in motnja d popolnoma periodična (zNurefiz) = uref(z) in zNd(z) = d(z}). V tem primeru lahko iz enačbe (2.3) izpeljemo enačbo za stopnjo konvergence pogreška e: z e, o H(*)'%) (2.6) iz katere je razvidno, da so pogrešek osnovne harmonske komponente co in pogreški višjeharmonskih komponent v vsaki periodi (TP) vhodnega referenčnega signala zmanjšani za faktor | H{icoT) |. Posamezne harmonske komponente konvergirajo različno hitro, saj je faktor | H(JmT) \ odvisen od frekvence. Z vpeljavo spremenljivke z = efaT v enačbo (2.3) in ob predpostavki, da je pogrešek lahko sestavljen samo iz harmonskih komponent, katerih frekvence so mnogokratniki osnovne frekvence (a>= 2nl NT), je mogoče izračunati pogrešek: V*") i-e^, \-H. (eja") 0-JU>« (e^')- */(< + \-H (e"0' ) d 'Wm) (2.7) Iz zgornje enačbe je razvidno, da sta pogrešek sledenja referenčni vrednosti I Uref(JeoT) (1 - P(J"T)) I in pogrešek, ki ga povzroča motnja | d(J(oT) |, v vsaki osnovni periodi zmanjšana za faktor | (1 - Q(6ie>T)) I (1 - H^j) |. Iz enačbe (2.7) je mogoče zaključiti, da korekcijski postopek opravlja funkcijo linearizacije sistema (prvi člen enačbe) in hkrati odpravlja zunanje periodične motenje (drugi člen enačbe). Faktor | (1 - Q(ejcoT)) I (1 - H^) | 27 Korekcijski princip podaja sposobnost sistema, da odpravlja višjeharmonske motnje, in je ponovno odvisen od frekvence. Iz enačb (2.4) do (2.7) je razvidno, da če želimo izpolniti vse tri zahteve dobrega korektorja (podane v poglavju 2.1, stran 19), mora biti člen | H(JaT) | čim manjši, kar pa po drugi strani zahteva popolno kompenzacijo: e/^TKrS(JcoT)P(J0}T) = 1. To je mogoče le, če je člen el&kTS(je}T) enak inverzni prenosni funkciji izhodnega LC filtra, kar pa v praksi ni enostavno izvedljivo. Kljub spreminjanju parametrov LC filtra med delovanjem sistema, je njegova frekvenčna karakteristika pod resonančno frekvenco znana in nespremenljiva: amplituda seji skorajda ne spreminja v odvisnosti od frekvence. Višjefrekvenčni del frekvenčne karakteristike filtra je bolj občutljiv na spreminjanje parametrov, zato je treba narediti kompromis med kakovostno korekcijo harmonskih komponent višjega reda in večjo stabilnostjo sistema, običajno v korist stabilnosti [12]. 2.1.1.1 Izbira člena Q(z) Najpreprosteje je, če je funkcija Q(z) konstanta blizu ena (tipično 0,95). V tem primeru središče enotinega kroga s slike 2.6 miruje. Postopek za optimalno nastavitev korektorja v primeru, da kompenzator S(z) tvorita pasovni filter in filter drugega reda, bi bil sledeč: - izmeriti bi bilo treba prenosno funkcijo PWM močnostnega ojačevalnika, - izbrati bi bilo treba pasovni filter in filter drugega reda tako, da bi kompenzacijska funkcija S(z) dala produkt funkcij P(Z)S(Z) čim bliže vrednosti ena do resonančne frekvence filtra, nato pa bi moral produkt čim hitreje pasti, -izbrati bi bilo treba takšen korak k prediktivnega člena z\ da le-ta kompenzira fazni premik P(Z)S(Z) vse do resonančne frekvence sistema, - izbrati bi morali konstanto Kr proporcionalnega člena. Višji Kr pomeni hitrejšo konvergenco pogreška e, manjši preostali pogrešek in manjšo stabilnostno rezervo, - preveriti bi bilo treba stabilnost sistema. Pri nizkih frekvencah je korekcija preprosta in stabilnostni kriterij (2.4) je vedno izpolnjen. Pri visokih frekvencah, ko ojačenje sistema \KrS(J(oT)P(JcoT)\ pade pod -26 dB (0,05), je kršitev stabilnostnega kriterija (2.4) ravno tako nemogoča (slika 2.6). Stabilnostni kriterij lahko postane neizpolnjen le v področju srednjih frekvenc, predvsem okrog resonančne frekvence LC filtra, kjer se oslabi delovanje kompenzacijskega člena S(z) in ojačenje močnostnega ojačevalnika še ne pade pod -26 dB. 28 Korekcijski princip Če za Q(Z) uporabimo nizkoprepustni filter s konstantnim faznim premikom, potem center enotine krožnice v Nyquistovem diagramu (slika 2.6) ni več fiksen, ampak se premika po realni osi med vrednostima nič in ena, kar med drugim oteži preverjanje stabilnostnega pogoja po enačbi (2.5). Ta problem je še vedno rešljiv s pomočjo katerega od simulacijskih programov. Postopek konstrukcije kompenzatorja je približno enak zgoraj opisanemu. Teoretično se za člen Q(z) lahko izbere tudi prenosno funkcijo navadnega digitalnega nizkoprepustnega filtra (s spremenljivim faznim premikom) prvega ali drugega reda, vendar v tem primeru center enotine krožnice s slike 2.6 ni več omejen na realno os, temveč se prosto giblje, kar dodatno oteži optimizacijo korektorja. 2.1.1.2 Vloga proporcionalnega člena Kr Predpostavimo, da je Kr= 1, Q(z) = 0,95 in da smo dosegli popolno kompenzacijo člena P(z) (torej P(Z)S(Z) = 1). Sledi: 1-£<«-) \-H {e"" ) 1-0,95 l-(0,95-l,0-lZ0°) 0,05 _ 1 1,05 ~21 (2.8) Iz enačbe (2.8) je razvidno, da bodo vse amplitude harmonskih komponent v naslednjem korekcijskem ciklu (osnovni periodi) zmanjšane na 1/21 njihove vrednosti v predhodni periodi. Če je Q(z) prenosna funkcija nizkoprepustnega filtra, je lahko slabljenje višjeharmonskih komponent še dodatno izboljšano, saj je | Q(JcoT) | lahko večji od 0,95 pri nizkih frekvencah, kar naredi imenovalec ulomka (2.8) še manjši. Ta prednost postane še posebej izrazita pri osnovni frekvenci, ko je | Q(JcoT) | ~1, zato je dosežen preostali pogrešek praktično nič. Pri visokih frekvencah se | Q(J(oT) | zmanjša pod 0,95, kar rezultira v večji stabilnostni rezervi in slabši korekciji višjeharmonskih komponent (oziroma v počasnejšemu konvergiranju pogreška proti nič). Sprememba vrednosti Kr pomembno vpliva na stopnjo konvergence pogreška e. Če predpostavimo Q(z) = 0,95 in popolno kompenzacijo člena P(Z) {P(Z)S(Z) - 1), sledi: H (eJ<01 ) Q(eJ»T} ■K-\Z0( 0,95-K, (2.9) Iz enačbe (2.9) je razvidno, da je stopnja konvergence pogreška e v tem primeru proporcionalna konstanti Kr. V splošnem večji Kr vedno povzroča hitrejšo konvergenco pogreška proti nič. 29 Korekcijski princip Spreminjanje vrednosti Kr vpliva tudi na preostali pogrešek sistema. Iz istih predpostavk, kot so navedene zgoraj, sledi: i s2{ej«>T v l-Hie") 1-0,95 1-(0,95-A" -1Z0°) 0,05 0,05 + Kr (2.10) V splošnem večji Kr prinaša manjši preostali pogrešek trenutno korigiranega /7-tega intervala v pravkar izvedeni periodi. Ta primer je zelo podoben proporcionalnemu (P) členu. Vendar je tu treba poudariti, da integralna narava periodičnega korektorja Q(z) igra pomembnejšo vlogo pri določanju stopnje preostalega pogreška, kot konstanta Kr. 2.2 Periodični korektor s filtrom v povratni veji Eden od možnih načinov za odpravljanja težav, ki jih povzroča prenosna funkcija LC filtra s svojim izrazitim vrhom pri resonančni frekvenci, je vstavitev korekcijskega člena (ponavadi nizkoprepustiega filtra prvega ali drugega reda) v glavno povratno vejo sistema. Blokovno shemo takšnega sistema kaže slika 2.7 in je v osnovi popolnoma enaka blokovni shemi s slike 2.3 brez kompenzacijskega člena S(z)zk. Dodan pa je korekcijski člen R(Z)Zg v povratni veji, ki zajeti dejanski vrednosti izhodne napetosti slabi visokofrekvenčne komponente, ter jih tako tudi izloča iz korekcijskega postopka. Člen z9 je tudi v tem primeru, kot v prejšnjem, prediktiven člen in odpravlja posledice faznega premika člena R(z) ter mrtvega časa in drugih nelineamosti PWM močnostnega ojačevalnika. V nadaljevanju je tudi dokazano, da filter v povratni veji pod določenimi pogoji deluje popolnoma enako kot korekcijski člen S(Z) iz predhodno opisanega sistema (slika 2.3). V primeru uporabe korekcijskega člena R(z), morata PWM ojačevalnik in breme izpolnjevati določene pogoje. Breme mora dopuščati (v primeru števca električne energije pa ne sme zaznavati) določeno količino nekorigiranih ali slabše korigiranih harmonskih komponent višjega reda v izhodni napetosti udej, ki jih povzroča periodična motnja d. Periodični korektor s filtrom v povratni zanki lahko namreč odpravlja samo višjeharmonske komponente, ki so pod zgornjo frekvenčno mejo nizkoprepustnega filtra R(z). Vse višjeharmonske komponente, ki so nad to mejo, ostanejo nekorigirane. 30 Korekcijski princip Unf Slika: 2.7: Blokovna shema periodičnega integralnega korektorja s členom R(z) v povratni veji Zaradi enostavnejše razlage delovanja združimo periodični integrator l(z) (črtkan kvadratek), člen z mrtvim časom z'N in proporcionalni člen Kr s slike 2.7 v en člen Kr l(Z)Z'N s skupno prenosno funkcijo K(z) (slika 2.8). Slika: 2.8: Poenostavljena blokovna shema korektorja s filtrom v povratni zvezi Če uporabimo eno od pravil transformacij blokovnih shem [14] (točneje pravilo odstranitve člena iz povratne veje), se shema s slike 2.8 preoblikuje v: Slika: 2.9: Preoblikovana blokovna shema korektorja Če si natančneje ogledamo preoblikovano blokovno shemo korektorja s filtrom v povratni veji s slike 2.9 in jo primerjamo s sistemom s slike 2.3 vidimo, da člen R(Z)Zg opravlja popolnoma enako funkcijo kot člen S(Z)zk. Edina večja razlika med predstavljenima blokovnima shemama je inverzna funkcija člena R(Z)Z9 pred prvim seštevalnikom. Pri določenih pogojih vpliva člena M R(Z), ki ga le-ta ima na referenčni signal ureu ni treba odpravljati. Osnovni pogoj zahteva, da ima digitalno generiran signal uref točno določeno in omejeno vsebino višjeharmonskih komponent ali v idealnem primeru zgolj osnovno harmonsko komponento (slika 2.10). Dodaten pogoj, ki ga mora referenčni signal 31 Korekcijski princip izpolnjevati je, da se vse (morebitne) visjeharmonske komponente nahajajo pod zgornjo frekvenčno mejo korekcijskega člena R(z). Le tedaj člen MR(Z) nima nobenega vpliva na referenčni signal in ga posledično lahko odmislimo iz korekcijskega sistema. o-l /0 0 f 2f 3f 4f 5f 6f Slika 2.10: Sinusni signal v časovnem in frekvenčnem prostoru 2.3 Blokovna shema izbranega in uporabljenega koncepta periodičnega korektorja nelinearnosti Za reševanje uvodoma zastavljene naloge sem uporabil koncept, ki je kombinacija obeh predhodno opisanih korekcijskih modelov z določenimi modifikacijami. Blokovna shema sistema je prikazana na sliki 2.11. Slika 2.11: Blokovna shema implementiranega koncepta korektorja Blokovna shema s slike 2.11 ne vsebuje člena S(z), oziroma ta ni posebej dodan korekcijskemu vezju, temveč je vključen v PVVM močnostni ojačevalnik. Uporabljen je za korigiranje frekvenčne karakteristike močnostnega ojačevalnika s slike 2.4.b. Člen S(z} znotraj prenosne funkcije močnostnega ojačevalnika P'(z) je izveden v obliki modificiranega izhodnega LC filtra, ki ga kaže slika 2.12. Modificiran odziv P'(z) PVVM ojačevalnika in izhodnega filtra, ki ustreza produktu predhodnih funkcij P(z) in S(z) (s slike 2.3), je prikazan na sliki 2.13. 32 Korekcijski princip L, 3mH U 3mH I I L3 100 ^H M C, 1 ii¥ Ri 150 n c2 3|iF C3 "0.22 |_iF 1 Slika 2.12: Modificiran filter na izhodu PWM ojačevalnika a/dB ep/ E A E ~-~—. '\ E E : E MM I 1 1 I 1 1 1 1 "j K. HO E "-\ E \ E E N \ E MM 1 E L - .....mi i i i i i 111 i i i i i 111 i i i 11111 /7 Hz Slika 2.13: Frekvenčni odziv modificiranega filtra Naslednji pomemben parameter korekcijskega vezja je funkcija Q(z) periodičnega integratorja l(z), za katero je bila izbrana konstanta, ki se ji da v eksperimentalnem modelu spreminjati vrednost (tudi med delovanjem). Preostane le opis korekcijskega člena R(z) v povratni veji, ki povpreči zajeti signal na določeno število vzorcev (M). Naj poudarim, da to ni gibljivo povprečenje s premikajočim oknom (dolžine M), temveč mirujoče povprečenje na število vzorcev M, ki se obnaša kot člen za (navidezno) zmanjševanje števila vzorcev (angl. Downsample člen), ki hkrati izloči iz signala (oziroma M vzorcev) vpliv visjefrekvenčnega naključnega šuma. Člen za (navidezno) zmanjševanje števila vzorcev lahko primerjamo z zelo neučinkovitim filtrom s položno karakteristiko. Za orientacijo je na sliki 2.14 prikazan frekvenčni odziv člena z gibljivim povprečenjem na 3, 11 in 31 točk in člena z mirujočim povprečenjem, ki ima podoben odziv, le da je njegova zgornja frekvenčna meja višja. 33 Korekcijski princip gibljivo povprečenje Slika 2.14: Frekvenčni odzivi gladilnega člena z gibljivim in mirujočim povprečenjem z različnim številom točk Naj na tem mestu opomnim, da je filter z gibljivim povprečenjem najbolj običajen in pogost filter v DSP mikrokrmilniških aplikacijah, predvsem ker je najlažji za razumevanje in uporabo. Kljub svoji preprostosti pa je optimalen za zelo pogosto nalogo: odpravljanje naključnega šuma ob sočasnem ohranjanju hitrega odziva. To dvoje ga naredi za najboljši gladilni člen (z vidika učinka, ki ga ima na signal v časovnem prostoru). Kljub temu pa je gibljivo povprečenje zaradi oblike frekvenčne karakteristike zelo neučinkovit filter, če ga sploh lahko tako poimenujemo (z vidika učinka na signale v frekvenčnem prostoru), z zelo majhno sposobnostjo ločevanja frekvenčnih pasov. 34 Realizacija in problematika korekcijskega člena 3 Realizacija in problematika korekcijskega člena V prejšnjih poglavjih opisani korekcijski postopek je predstavnik periodične korekcije, ki temelji na delovanju N (oziroma M, če verno sledim oznakam iz prejšnjega poglavja; razlika je še enkrat prikazana v nadaljevanju) proporcionalnih členov Q(z) s končnim integralnim delovanjem (glej poglavje 2.1), od katerih vsak skrbi za pravilno obliko t.j. zmanjšanje pogreska e na n-tem (oziroma m-tem) intervalu izhodnega signala. Primeren je za korigiranje periodičnih signalov, ki od želene vrednosti odstopajo po amplitudi in/ali po faznem kotu oziroma ko korigirani signal vsebuje motnje s periodo osnovne harmonske komponente. Za pomoč pri razlagi korekcijskega principa se bom na začetku oprl na sistem, narisan na sliki 3.1, ki je sestavljen iz dajalnika referenčnega signala uref, dajalnika korekcijskega signala ukor, močnostnega ojačevalnika (brez faznega premika in z ojačenjem ena) ter člena za zajemanje trenutne vrednosti izhodnega signala ojačevalnika udej- Naj še poudarim, da idealizirani sistem za začetek nima nikakršnega člena za (navidezno) zmanjševanje števila vzorcev v povratni veji {R(z) = 1 oziroma A/ = M). breme Slika 3.1: Poenostavljena blokovna shema korekcijskega sistema Referenčni signal uref in korekcijski signal ukor sta generirana s pomočjo DSP mikrokrmilnika in D/A pretvornika [15]. Zaradi poenostavitve nadaljnje razlage korekcijskega postopka predpostavimo, da je celotna osnovna perioda referenčnega signala uref sestavljena iz A/ = 360 vzorcev. Naj na tem mestu bralca opozorim še na konstanti Kr1 in K^ s slike 3.1, ki sta na blokovnih shemah s slik 2.3 ali 2.11 zajeti v proporcionalnem členu s konstanto Kr. Slednji je lahko izveden pred korekcijskim D/A pretvornikom, torej v DSP mikrokrmilniku, kjer množi digitalne korekcijske vrednosti z določenim množilnim faktorjem manjšim od ena, ali pa za A/D pretvornikom, kot uporovni delilnik. Tretja možnost je, da se uporabljata kar obe varianti. Konstanta Kr\e v tem primeru produkt Kr1 in K&. Vsaka od omenjenih možnosti ima določene 35 Realizacija in problematika korekcijskega člena prednosti in slabosti. Notranje množenje omogoča enostavno spreminjanje množilnega faktorja (Krt) med delovanjem, brez potrebe po fizičnem poseganju v vezje. Zunanji uporovni delilnik pa zmanjšuje najmanjši možen amplitudni korak A/D pretvornika (spremembo izhodnega signala napetosti, ki ustreza spremembi najmanj pomembnega bita) vendar zmanjšuje tudi maksimalni razpoložljiv napetostni razpon korekcijskega D/A pretvornika. Temeljna značilnost korekcijskega principa je, da je osnovna perioda korigiranega dejanskega izhodnega signala razdeljena na M enakih korekcijskih intervalov s časom trajanja z- TP/M, kjer je TP čas trajanja ene osnovne periode signala. Zaradi enostavnosti naj bo teh intervalov M = N = 360, torej njihovo število popolnoma sovpada s številom vzorcev v eni periodi referenčnega signala. Poimenujmo jih kar: A/1; N2, A/3,....n,...A/36o. Čeprav v tem primeru število vzorcev /V, iz katerih je sestavljena osnovna perioda referenčnega signala in število korekcijskih intervalov M v eni periodi, sovpadata, to ni pravilo, temveč poenostavitev. Števili sta lahko tudi različni, pod pogojem, da je število vzorcev v eni periodi referenčnega signala celoštevilčni mnogokratnik števila korekcijskih intervalov (N = x* M, kjer je x= 1, 2, 3,...). Primer je podan v nadaljevanju poglavja. V korekcijskem postopku se v pravkar izvajanem /7-tem intervalu periode, vzorčeni izhodni signal udej(n) odšteje od pripadajočega intervala vhodnega referenčnega signala Uref(n). Tako izračunani pogrešek n-tega intervala: e(n) ~ Uref(n) ~ Udej{n) ' (3.1) je shranjen v spominsko korekcijsko tabelo (slika 3.1) za nadaljnjo uporabo (v naslednji korekcijski periodi). Korekcijska tabela ima N (M) spominskih mest, katerih naloga je ohranjanje podatka o vrednostih pogreška e n-tega intervala preteklih period. Izračunani trenutni pogrešek se shrani na n-to mesto. Enak postopek se ponovi za vseh N intervalov. V naslednji periodi, ko se korekcijski cikel znova prične (ko nastopi nova osnovna perioda), je n-ti interval vhodnega signala v močnostni ojačevalnik enak vsoti referenčnega signala v A?-tem intervalu ter n-temu intervalu v prejšnji periodi izračunanega pogreška, pomnoženega s konstantama Kr1 in K^: Uin{n + Tp)~ Uref(n + Tp) + &r\ ' & rl ' e(n) (3-2) ker pa je uref{^Jp) - umf(n) = uref(n-TP) = uref(n-2TP), se enačba (3.2) spremeni v: Uin{n + Tp)= Uref(n) + *V1 ' ^ rl ' e (n) (3.3) Pogrešek v izvajani periodi je zaradi vpliva močnostnega ojačevalnika enak: e (n + Tp) ~Uref(n) ~ Udej(n + Tp) ~Uref{n) ~ * Uin{n + Tp) ~ Uref{n) ~ "\Uref(n) + ^ r\ ' & rl ' e (n)) (3.4) 36 Realizacija in problematika korekcijskega člena oziroma, če produkt KrX -Krl-e(n) podamo s korekcijsko vrednostjo ukor(n)' e(n + Tp)=Uref{n) ~ °'\Uref{n) + Ukor(n)) • (3.5) Tako izračunan pogresek e(n+TP) je prištet (za vrednost Q skaliranemu) pogrešku predhodne periode (oziroma vrednosti Q-e(n)), ki je bil shranjen v spominski tabeli korekcijskih vrednosti (slika 3.1). Na njegovo mesto pa se vpiše pravkar izračunana vsota, ki se bo uporabila šele v naslednji periodi. Iz povedanega sledi: Ukor(n)~ *V1 ' ^rl 'e (»)> Ukor(n + Tp) ~ *V1 ' ^ rl ' \e (n + Tp) + Q'e („))> Ukor(n + 2Tp) ~ &r\ ' &rl \e (n + 2Tp) + Q ' e (n + Tp) +Q 'e(n))> Ukor(n+3Tp) ~ *^r\ ' "■rl '(e(«+3fp) +Q'e („ + 2Tp) +Q ' e (n + Tp) +Q ' e (n))' (3-6) oziroma: Ukor(n)~ *V1 '^,-2 ' / M ' e(n-(x-i)Tp) ' ;=0 (3.7) kjer je x število vseh preteklih period. Če za člen Q(z) izberemo proporcionalni člen s konstanto Q = 1, iz (3.7) sledi: i=x Ukor(n)~ *V1 'K,2 ' / .e(n-(x-i\To\ ' /=0 (3.8) pri čemer je x ponovno število vseh period od začetka korekcijskega postopka. Iz (3.8) lahko sklepamo, da se v tem primeru vsak n-ti korekcijski člen v bistvu res obnaša kot integrator, ki korigira n-ti vzorec oziroma korekcijski interval periodičnega korekcijskega signala (kot je bilo dokazano z enačbo (2.2)). Posamezni n-ti integrator tako sešteva (za vrednost Q skalirane) pogreške e n-tega vzorca vseh preteklih period. Dobljeno vsoto v naslednji periodi na začetku istega vzorca prišteje referenčnemu signalu uref in pogrešku n-tega intervala predhodne periode. Vsota slednjih dveh je korekcijski signal ukor. Vzemimo sedaj kot primer, da močnostni ojačevalnik slabi vhodni signal na polovično vrednost, oziroma P(z) = 1/2. Za vrednost člena Q(z) ponovno izberimo konstanto ena ter Kr naj bo tudi ena. Močnostni ojačevalnik naj ne povzroča faznega premika in ima konstantno amplitudno-frekvenčno karakteristiko tako, da ne potrebuje kompenzacijskega člena S(z) in prediktivnega člena z*. Iz zgornjih enačb sledi primer konvergiranja pogreška: 37 Realizacija in problematika korekcijskega člena e(n)~Uref(n) Udej (n) ~ U' ref (n) ^'Uref(n)~0 *) * Uref (») ~ jUref («)' 1 lref(n) ~ , uref(n)> e(n + Tp)~Uref(n) Udej (n + Tp) ~ Uref (n) * ' \Uref (n) + ^ r ' e (n) ) _ C* °) 'Uref(n)~ .Ur ,3 1 e(n + 2Tp)~Uref(n) Udej (n + 2Tp) ~ Uref {n) * ' \Uref («) + &r ' e (n+Tp)) ~ (* ") U ref(n) 0Uref(n) (3.9) ki med drugim tudi popolnoma ustreza enačbi (2.6). To velja v primeru, ko sta signala uref in ukor sestavljena iz enakega števila vzorcev oziroma, ko je število korekcijskih intervalov enako številu vzorcev, ki sestavljajo osnovno periodo referenčnega signala. Takšno izvajanje korekcijskega postopka pa je relativno redko, kajti v opisanem primeru ne A/D ne D/A pretvorniki niso popolnoma izkoriščeni. V večini primerov sta D/A pretvornika hitrejša od A/D pretvornika, ali pa delovanje zadnjega "upočasnjuje" člen za (navidezno) zmanjševanje števila vzorcev R(z) v povratni veji sistema. Z (navideznim) zmanjšanjem vzorčne frekvence fs A/D pretvornika se namreč izognemo možnosti zajemanja ter posledično tudi korigiranja višjeharmonskih komponent in s tem frekvenčnemu področju, v katerem je korekcijska zanka nestabilna. Kljub pogoju, da mora biti vzorčna frekvenca fs dovolj nizka, pa je lahko korekcijski interval r sestavljen iz večjega števila enakih vzorcev (slika 3.2). Predpostavimo, da je referenčni signal uref še vedno sestavljen iz N = 360 vzorcev na periodo osnovne harmonske komponente, vendar želimo imeti le M =36 korekcijskih intervalov. Kratek izračun nam pove, da je vsak m-\.\ interval sestavljen iz desetih vzorcev. Podobne razmere kaže slika 3.2 (le da je tu korekcijski interval zaradi preglednosti sestavljen iz petih vzorcev). m . m+1 m+2 interval Pričetek merjenja pogreška m-tega intervala Slika 3.2: Primer referenčnega signala, dejanskega signala in povprečenega signala 38 Realizacija in problematika korekcijskega člena V sklopu korekcijskega postopka se v vsakem intervalu m dejanskega izhodnega signala udej izvede povprečje vrednosti teh desetih vzorcev. Povprečna vrednost, imenujmo jo kar uP_dej, je nato v vseh nadaljnjih izračunih uporabljena kot posplošena vrednost celotnega intervala m (slika 3.2, signal ualt). V blokovnih shemah 2.9 in 3.1 je povprečenje izhodnega dejanskega signala opisano s členom R(z) (poglavje 2.3). Podoben problem prevelikega števila vzorcev se pojavi tudi pri A/D pretvorbi izhodnega signala. Korekcijski postopek potrebuje za pravilno delovanje zgolj M vzorcev na periodo, torej le toliko, kolikor je povprecenih intervalov dejanskega zajetega signala. Več vzorcev povzroči nadvzorčenje (angl. Oversampling), ki je seveda zaželeno zaradi boljše časovne resolucije in manjšega koraka posameznega vzorca referenčnega signala, vendar ni nujno potrebno. Poleg tega je treba tudi vrednosti zajetega signala povprečiti na enakovredno število vzorcev M (glej sliko 3.2 in razlago delovanja člena R(z) v povratni veji korektorja, poglavje 2.2). Temu primerno se spremenijo enačbe (3.1) do (3.9), v katere namesto "trenutnih" vrednosti u na intervalu n vstopajo povprečne vrednosti uP na intervalu m. Nadvzorčenje in posledično povprečenje vrednosti v danem intervalu (predvsem zajetega dejanskega signala udej) ima še prednost v odpravljanju morebitnih visokofrekvenčnih naključnih motenj (belega šuma) v vzorčenem signalu (poglavje 2.3). Naslednji primer ponazarja delovanje korekcijskega postopka korak za korakom. Predpostavimo, da se znotraj določenega korekcijskega intervala (sestavljenega iz M vzorcev) v izhodnem signalu pojavlja daljša ali krajša pozitivna motnja s periodo osnovne harmonske komponente, ki zaznavno spremeni povprečno vrednost (M vzorcev) znotraj intervala zajemanega signala udej oziroma tvaft (slika 3.3, amplituda dejanskega signala je za 5 % manjša od amplitude referenčnega signala). S slike je razvidno, da močnostni ojačevalnik v tem primeru le slabi referenčni signal in ne povzroča faznega premika med vhodnim in izhodnim signalom. Izračunan korekcijski signal ukor, ki je razlika referenčnega signala uref in dejanskega signala udej, bi posledično imel določeno negativno motnjo (udor) na mestu periodične motnje. V idealnem primeru, ko je fazni premik med vhodom in izhodom sistema enak nič, bi korekcijsko vezje samo s prištevanjem skaliranega korekcijskega signala ukor referenčnemu signalu uref v nekaj naslednjih periodah (odvisno od konstante Kr) periodično pozitivno motnjo (in amplitudni pogrešek) popolnoma kompenziralo. 39 Realizacija in problematika korekcijskega člena Slika 3.3: Referenčni signal, dejanski izhodni signal s pozitivno motnjo in posledični korekcijski signal, ki se bo generiral v naslednji periodi Praktična realizacija predhodno opisanega korekcijskega postopka pa se zaradi neidealnih razmer, v katerih korekcijski člen deluje, nekoliko razlikuje od zgoraj opisanega. Korekcijski postopek zaplete predvsem mrtvi čas tm močnostnega ojačevalnika, ki fazno premakne izhodni dejanski signal udej glede na vhodni referenčni signal uref (ter nekoliko tudi dušenje močnostnega ojačevalnika, ki neenakomerno popači hitre spremembe na vhodnem referenčnem signalu v sistem). Slika 3.4 kaže referenčni sinusni signal ter odziv sistema z mrtvim časom (oziroma faznim premikom izhodnega signala glede na vhodni referenčni signal) ter dušenjem, ki ima dodano motnjo na tretji četrtini signala (pri kotu 210°). Amplituda izhodnega signala je ponovno za 5 % manjša od amplitude vhodnega signala. Izhodni signal zaostaja 5° za vhodnim signalom. Slika 3.4: Dejanski signal s faznim premikom, dušenjem in motnjo ter pripadajoč korekcijski signal, ki se bo generiral v naslednji periodi 40 Realizacija in problematika korekcijskega člena Zaradi prisotnosti faznega premika se spremeni način odpravljanja motnje v dejanskem signalu. Če bi korektor namreč poskušal motnjo odpravljati na način, kot je opisano za primer, ko močnostni ojačevalnik ni imel faznega premika med vhodnim in izhodnim signalom (slika 3.3), bi stanje samo poslabšal. Vsota referenčnega in korekcijskega signala bi imela pravilno obliko, vendar bi bila korekcijska negativna motnja (udor) po prehodu skozi močnostni ojačevalnik (zaradi mrtvega časa tm) fazno premaknjena oziroma bi zaostajala za resnično motnjo. V izhodnem signalu bi vsota referenčnega in korekcijskega signala tako povzročila novo motnjo nasprotne polaritete (slika 3.5: dejanski signal). Korekcijski člen bi v naslednji periodi tudi to novo motnjo poskušal odpraviti in ob prisotnosti stare motnje, bi korekcijski signal zavzel obliko kot jo kaže slika 3.5. Uref(/V-M) Slika 3.5 Nepravilno odpravljanje motenj Dejanske razmere pri napačno postavljenem korekcijskem signalu in posledice le-te so prikazane v šestem poglavju (sliki 6.10.a in 6.10.b). Spodnja slika pa kaže naslednji korak oziroma periodo delovanja korekcijskega člena pri nepravilno postavljenem korekcijskem signalu. Uret (N+2) Slika 3.6 Naslednji korak pri nepravilni korekciji motnje 41 Realizacija in problematika korekcijskega člena Zaradi navedenih dejstev ni primerno popravljati referenčnega signala s korekcijskim signalom na mestu, kjer je prišlo do periodične motnje, ker korekcijski signal (in posledično tudi izhodni signal) začne oscilirati oziroma korekcija postane nestabilna. Preprosta rešitev problema je v fazni premaknitvi korekcijskega signala glede na referenčni signal in to tako, da korekcijski signal (v naslednji periodi) prehiteva dejansko motnjo. Število vzorcev (ali vzorčnih intervalov), za katero mora korekcijski signal prehitevati referenčnega, je premosorazmemo mrtvemu času tm močnostnega ojačevalnika. Ob upoštevanju faznega premika dobimo razmere, ki so prikazane na sliki 3.7, na kateri je lepo vidno prehitevanje korekcijske negativne motnje (udora) pri kotu 205° medtem, ko se motnja na dejanskem signalu še vedno pojavlja pri kotu 210°. Uret (W) Slika 3.7 Popravljena, fazno premaknjena korekcija Opisani fazni premik izvaja prediktivni člen zk s sheme na sliki 2.3. (oziroma člen z9 s slike 2.11). Konstanta /cje premosorazmerna mrtvemu času tm močnostnega ojačevalnika. 3.1 Nastavljanje parametrov korektorja Naslednji dejavnik, ki vpliva na korekcijsko območje in pravilnost delovanja korekcije, je relativna pozicija vzorcev, na katero se shranjujejo vrednosti dejanskega zajetega signala znotraj pripadajoče tabele glede na vrednosti referenčnega signala v referenčni tabeli. S tem ne mislim na medsebojne premike med različnimi tabelami v podatkovnem pomnilniku DSP-ja, ki ponazarjajo oblike signalov, temveč na dejanske ustvarjene fazne premike med 42 Realizacija in problematika korekcijskega člena posameznimi signali, shranjenimi v pripadajočih tabelah. Vsi fazni premiki se preračunavajo glede na signal, ki je shranjen v tabeli referenčnih vrednosti. Za primer vzemimo razmere na sliki 3.8, ki kaže referenčni signal in dejanski signal, ki je po amplitudi za 5 % manjši od referenčnega ter za njim zaostaja za 5° in posledični korekcijski signal, ki je razlika prejšnjih dveh. Korekcijski signal je sestavljen iz prispevka zaradi faznega premika med vhodnim (referenčnim) signalom v sistem in izhodnim (dejanskim) signalom iz sistema ter prispevka zaradi amplitudnega pogreška (dušenja) sistema. Prvi se pojavlja vedno in je odvisen od parametrov močnostnega ojačevalnika. Ce shranjujemo vzorce zajetega izhodnega signala udej v pripadajočo tabelo na mesto, kjer so se pojavili, bo korekcijski signal vedno fazno premaknjen in bo zaostajal za referenčnim vhodnim signalom. Komponenta korekcije zaradi faznega premika bo vedno prisotna, saj korektor deluje v smeri prilagajanja vsote vhodnega referenčnega signala (ki je nespremenljiv) in korekcijskega signala tako, da bo izhodni signal čim bolj podoben referenčnemu signalu (v tem primeru sinusu brez dodanih višjeharmonskih komponent). Delno lahko del korekcije zaradi faznega premika vhodnega in izhodnega signala zmanjšamo s shranjevanjem vzorcev zajetega signala v pripadajočo tabelo nekoliko mest naprej glede na njihovo resnično pozicijo oziroma trenutek pojavljanja (vendar še vedno nekaj mest za referenčnim signalom). Ravno to pa je ena izmed funkcij prediktivnega člena z9, ki se nahaja v povratni veji korektorja s slike 2.11. Koeficient g je izbran tako, da kompenzira fazni premik, ki ga povzročata gladilni člen oziroma člen za (navidezno) zmanjševanje števila vzorcev in močnostni ojačevalnik (poglavje 2.3). Seveda je treba to I fazno kompenzacijo upoštevati tudi v izračunih (oziroma poziciji shranjevanja v tabelo) korekcijskega signala. 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 -0,1 -0,3 -0,5 -0,7 -0,9 -1,1 Slika 3.8: Komponente korekcijskega signala Realizacija in problematika korekcijskega člena Ravno tako je mogoče zmanjšati na minimum tudi komponento korekcije, ki jo povzroča amplitudni pogrešek močnostnega ojačevalnika, vendar je v tem primeru treba le pravilno nastaviti njegovo ojacenje, ki mora biti čim bliže vrednosti ena. Opisani dve izboljšavi nimata nikakršnega neposrednega vpliva na kakovost ali na hitrost delovanja korekcije, temveč je z njima mogoče kvečjemu zagotoviti maksimalen razpoložljiv razpon območja korekcijskega signala. V nasprotnem primeru se namreč lahko zgodi, da je sorazmerno velik del izhodnega korekcijskega območja po nepotrebnem zaseden s komponento korekcijskega signala, ki jo povzroča fazni premik med izhodnim in vhodnim signalom v sistem ali netočno nastavljeno ojacenje, zmanjka pa uporabnega korekcijskega območja za uspešno odpravljanje periodične motnje. 3.2 Seštevanje referenčnega in korekcijskega signala Slika 3.1 kaže blokovno shemo korekcijskega sistema, ki uporablja dva D/A pretvomika za generiranje referenčnega signala uref in korekcijskega signala ukor, ki ju nato (utežen) zunanji seštevalnik sešteva, njuna vsota pa tvori vhodni signal močnostnega ojačevalnika. Blokovno shemo alternativnega korekcijskega sistema, ki namesto dveh A/D pretvornikov za oblikovanje vhodnega signala v močnostni ojačevalnik uporablja samo enega, kaže slika 3.9. Seštevanje referenčne in korekcijske vrednosti je v tem primeru opravljeno že v DSP mikrokrmilniku. Slika 3.9: Poenostavljena blokovna shema alternativnega korekcijskega sistema V primerjavi s sistemom s slike 3.1 ima alternativna vezava določene omejitve, povezane z izhodnim območjem D/A pretvornika. V prejšnjem primeru je vhodno vrednost uref zagotavljal en D/A pretvornik, ki je imel za zagotavljanje slednje na razpolago svoje 44 Realizacija in problematika korekcijskega člena celotno območje. Podobno je veljalo za signal ukor. Sedaj pa je na razpolago le en D/A pretvornik, na katerem se pretvarja vsota obeh signalov; torej odpade na vsak posamezen signal (uref in ukor) le delež celotnega izhodnega območja pretvornika (recimo pol/pol). Med drugim to pomeni tudi, da je za realizacijo maksimalnega referenčnega signala na razpolago le del (polovica) izhodnega območja D/A pretvornika. Posledično mora imeti tudi močnostni ojačevalnik enkrat večje ojačenje. Drugi del (oziroma polovica) izhodnega območja je na razpolago korekcijskemu signalu. Alternativna korekcijska shema je primernejša s stališča uporabljenih komponent, saj zahteva pol manj D/A pretvornikov kot shema na sliki 3.1. 3.3 Enosmerna komponenta v korekcijskem signalu in korekcijski člen za njeno odpravljanje Problem opisanega korekcijskega principa, kot tudi mnogih drugih, je pogrešek zaradi morebitne enosmerne komponente (DC) v izhodnem zajetem signalu udej. Idealen močnostni ojačevalnik zaradi zasnove ne generira DC komponente, vendar se le-ta lahko pojavi v zajetem signalu zaradi različnih nesimetrij pred ali znotraj A/D pretvornika ali morda celo zaradi neidealnega močnostnega ojačevalnika. V signalu udej zajeta enosmerna komponenta se namreč po odštevanju od referenčnega signala uref (ki je ne vsebuje, saj je signal generiran tabelarično) prenese na vhod periodičnega korekcijskega člena l(z). Problem je posebej pereč zaradi integralne narave periodičnega korektorja (glej poglavje 2.1), še posebej, ko je ojačenje nizkoprepustnega filtra Q(z) v povratni veji integralnega člena l(z) enako ena. Tedaj lahko izhod integratorja najhitreje zleze v nasičenje. Rešitev je odpravljanje enosmerne komponente z integriranjem korekcijskega signala ukor čez eno: n = N N n = Q (3.1) ali več: 1 n=xN (3.2) period [16]. Dokler vsota vzorcev v eni periodi ne preseže maksimalne vrednosti registra, v katerem seštevamo, je smiselno integrirati (oziroma seštevati) vse vzorce v periodi signala. 45 Realizacija in problematika korekcijskega člena Če pa nas razmere prisilijo v uporabo seštevanja z dvojno natančnostjo, je smiselno to polno izkoristiti in integrirati čez več period. Če klasični digitalni integrator, ki opravlja integriranje preko periode, pravilno ovrednoti signal in njegove morebitne višjeharmonske komponente, je na njegovem izhodu vedno dejanska enosmerna komponenta korekcijskega signala. Dobljeno enosmerno komponento DSP mikrokrmilnik odšteje od vseh vrednosti v korekcijski tabeli ter izračunano enosmerno komponento oziroma vrednost integratorja nato še izbriše, da je člen uporaben za ponovno integracijo (slika 2.3). V zaključku poglavja naj še enkrat omenim parametre korektorja, ki vplivajo na kakovost in odzivnost korekcijskega postopka. Prvi parameter je število korekcijskih intervalov M, od katerega je neposredno odvisna oblika korekcijskega signala ukor in po seštevanju z referenčnim signalom uref tudi vhodni signal uin v močnostni ojačevalnik. Nato je tu skupno ojačenje oziroma slabljenje Kr * Q proporcionalnih členov, od katerega je odvisna hitrost konvergiranja vhodnega signala uin h končni vrednosti, ki omogoča najmanjše odstopanje izhodnega signala udej od želene vrednosti. Pravilno mora biti izbrano tudi fazno prehitevanje korekcijskega signala v naslednji periodi (oziroma shranjevanje korekcijskih vrednosti na nekaj mest pred dogodkom). Manjši, vendar zaznaven vpliv ima tudi ločljivost A/D pretvornika, ki pogojuje kakovost dejanskega izhodnega signala v časovno-diskretnem prostoru, ter ločljivost D/A pretvornika, ki pogojuje kakovost generiranja preračunanega korekcijskega signala. 46 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja 4. Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja Preden se spustim v podrobnejšo razlago konstrukcije sistema, se moram za trenutek vrniti k zahtevam, ki jih mora izpolnjevati enofazni napetostni in tokovni vir za napajanje (enofaznih) števcev električne energije. Pet glavnih tehničnih zahtev za napetostni vir, ki so bile podane že v poglavju 1.2, se glasi: - točnost generirane napetosti mora biti znotraj razreda r = 0,1, - faktor celotnega harmonskega popačenja izhodnega dejanskega signala mora biti nižji od 0,5 % za prvo harmonsko komponento, - nastavljivost frekvence izhodne napetosti vira mora biti v območju od 45 Hz do 65 Hz s korakom po 0,01 Hz, - točnost nastavitve faznega kota mora biti pod 0,01°, - vir mora biti sposoben generirati superponirane višjeharmonske komponente (do 30-te). Vir mora biti sposoben zagotavljati napajalno napetost maksimalno petim števcem električne energije v območju od 25 V do 320 V, kar pa ni neposredno povezano s korekcijskim postopkom, temveč je parameter močnostnega ojačevalnika. Ustrezati mora tudi zahtevi po časovni stabilnosti amplitude generirane izhodne dejanske napetosti, ki mora biti 0,05 %/h ali manj. Napetostni vir s takšnimi parametri nujno potrebuje zunanjo korekcijsko zanko [17], ki poskrbi za ustrezno korigiranje vhodnega referenčnega signala v močnostni ojačevalnik tako, da izhodni signal ustreza vsem predpisanim zahtevam. Za umerjanje števcev električne energije pa je poleg napetostnega vira potreben tudi tokovni vir, ki zagotavlja napajanje tokovne veje števca električne energije, ko je le-ta umerjan v fantomski vezavi. Tudi ta vir mora izpolnjevati enake zahteve, kot so podane zgoraj, saj šele oba vira skupaj tvorita zaključeno celoto, torej enofazni kalibracijski vir za umerjanje enofaznih števcev električne energije. Korekcijski princip za zagotavljanje napetosti in tokov, ki mora delovati tako, da izpolnjujejo že podane zahteve, mora biti tudi odpravljati periodične motnje ter amplitudne pogreške izhodnega signala in morebitne fazne premike. Slednja dva pogreška prištevamo k motnjam s periodo osnovne harmonske komponente. Umerjevalni enofazni vir mora imeti možnost neodvisnega nastavljanja amplitude napetosti, amplitude toka, faznega premika med njima in nenazadnje frekvence. To pomeni, da morata zanj potekati dva sočasna korekcijska postopka (eden za napetostni del in drugi za tokovni del), ki pa morata biti medsebojno sinhronizirana zaradi zahtev po natančnosti nastavitve faznega premika med tokom in napetostjo. 47 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja Zaradi zadnjega pogoja, kot tudi zaradi zahteve po natančnem nastavljanju frekvence, morata imeti oba vira skupen izvor referenčnega takta, ki mora biti med drugim dovolj natančen. Njegova frekvenca se s časom ali temperaturo okolice ne sme (preveč) spreminjati, kajti od njega je neposredno odvisna stabilnost in natančnost nastavljene frekvence vhodnih in izhodnih signalov vira. Zaradi že navedenih razlogov in nekaterih drugih (vsebovanih vhodno/izhodnih enot, cene, dobavljivosti,...), sem se odločil za uporabo zmogljivega DSP procesorja, ki je sposoben istočasno izračunavati korekcijo za oba vira. Takšna rešitev odpravi težave, ki bi nastale zaradi neusklajenega izvajanja dveh samostojnih korekcijskih postopkov, predvsem nastavitve faznega kota med napetostjo in tokom, če bi bila uporabljena dva preprostejša mikrokrmilnika. Tako pa se lahko posamezne nastavitve za oba vira na preprost način usklajujejo, saj jih vrši isti DSP. Zahteva po točnosti generirane napetosti, ki mora biti razreda 0,1 pomeni, da morajo biti D/A pretvorniki sposobni zagotavljati, in A/D pretvorniki zaznavati, najmanjšo spremembo 1/1000 polnega iznosa območja pretvornika, kar ustreza ločljivosti vsaj 10 bitov (točneje spremembi 1/1024). Ker pa je minimalna ločljivost pretvornikov prešibak dejavnik za izbiro D/A pretvornikov in tudi, ker je tako majhna ločljivost pretvornikov v sodobnih aplikacijah preživeta, so bili za uporabo v dajalniku referenčnega in korekcijskega signala izbrani hitri 12-bitni D/A pretvorniki. V členu za zajemanje izhodnega dejanskega signala pa je bil izbran 16-bitni A/D pretvornik s hitrostjo 100 kSPS (angl. Kilo Samples Per Second). Z ločljivostjo A/D in D/A pretvornikov je povezano tudi končno celotno harmonsko popačenje izhodnega signala. Večja je ločljivost pretvornikov, manjši bo THD. Drugi dejavnik, ki še vpliva na stopnjo popačenja, pa je kakovost korekcijskega postopka. Natančnost nastavitve želene frekvence generiranega signala je odvisna predvsem od programske izvedbe korekcijskega postopka (če je uporabljeno interno generiranje časovne prekinitve), ki poteka v DSP mikrokrmilniku, oziroma od natančnosti zunanjega izvora časovne prekinitve. Interno proženje pa je nadalje povezano s frekvenco delovanja DSP-ja in uporabo njegovih vhodno/izhodnih enot ter z najmanjšim možnim korakom nastavitve časovnika. Od programa je odvisno tudi, kako bo DSP mikrokrmilnik generiral višjeharmonske komponente, ki se prištevajo osnovnemu referenčnemu signalu. Zadnja zahteva po natančnosti nastavitve faznega kota med napetostnim referenčnim signalom in tokovnim referenčnim signalom se odraža v številu vzorcev, ki sestavljajo osnovno periodo signala. Z izbranim številom 3600 vzorcev na periodo je mogoče samo s spreminjanjem trenutno oddajanega vzorca spreminjati fazni kot med referenčnima signaloma napetosti in toka s korakom po 0,1°. Desetinko tega kota (oziroma natančnost 0,01°) pa dosežem s spreminjanjem trenutka osveževanja vezij za zadrževanje stanja pred D/A pretvorniki. 48 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja V osnovi so bile zahteve podane za enofazni napetostno/tokovni vir, vendar je bilo že od vsega začetka mišljeno, da se bo le-ta razširil na trifazni sistem za umerjanje tako enofaznih kot trifaznih štirikvadrantnih števcev električne energije. Zato sem si eksperimentalni sistem zamislil v obliki treh korekcijskih modulov (slika 4.1) in z nadrejenim nadzornim DSP-jem, ki skrbi za povezano delovanje korekcijskih modulov. Zadnji (sestavljeni iz DSP podmodula in A/D-D/A podmodula) so samostojno delujoči, ker lahko zagotavljajo korekcijo eni napetostni in eni tokovni fazi brez dodatnih posegov vanje (ob pravilni nastavitvi začetnih parametrov korekcije) in z možnostjo izbire notranjega ali zunanjega prekinitvenega izvora, ki je zadolžen za generiranje želene frekvence. V nadaljevanju magistrskega dela je večina rešitev opisanih ravno na primeru trifaznega umerjevalnega vira, ker se delovanje slednjega nekoliko razlikuje od delovanja posameznega korekcijskega modula. Del korekcijskega postopka, ki ni neposredno povezan z izračunavanjem korekcije, se za trifazni vir namreč prenese na četrti nadrejeni/nadzorni DSP mikrokrmilnik v katerem poteka: - generiranje referenčnega signala z morebitnimi višjeharmonskimi komponentami, - generiranje osnovnega takta delovanja in - nadzor zaščit vseh treh napetostnih virov in treh tokovnih virov. Slika 4.1: Zasnova trifaznega korekcijskega sistema za umerjanje števcev električne energije 49 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja 4.1 Pregled gradnikov korekcijskega sistema V naslednjih petih poglavjih so na kratko predstavljena najpomembnejša integrirana vezja, ki so nujno potrebna za delovanje posameznih korekcijskih in komunikacijskih sklopov. Nadaljnja poglavja pa natančneje opisujejo delovanje posameznega sklopa in njegovo vlogo v sistemu kot celoti ter medsebojno povezavo sklopov. V postopku korekcije in nadzora delovanja sistema ter pri komunikaciji z zunanjim svetom so udeleženi štirje DSP mikrokrmilniki ADSP-2191 (slika 4.1 ali 4.18). Trije opravljajo izračun korekcije (nahajajo se na korekcijskih DSP podmodulih), četrti pa skrbi za pravilno delovanjem sistema, za sinhronizacijo podrejenih/korekcijskih podmodulov in za komunikacijo med podrejenimi DSP mikrokrmilniki ter zunanjim svetom. Elektronsko vezje za zagotavljanje referenčnih in korekcijskih vrednosti trem napetostnim in trem tokovnim virom je sestavljeno modularno. Posamezni podrejeni/korekcijski modul (sestavljen iz korekcijskega mikrokrmilniškega podmodula in A/D-D/A podmodula) je zasnovan tako, da zagotavlja vsoto referenčne in korekcijske vrednosti posameznemu tokovnemu viru (uporabljena je blokovna shema korekcijskega sistema s slike 3.9, kajti korekcija toka je manj zahtevna) ter referenčno in posebej korekcijsko vrednost napetostnemu viru (blokovna shema korekcijskega sistema s slike 3.1). Na posameznem A/D-D/A podmodulu so trije D/A pretvorniki za generiranje navedenih signalov, dva A/D pretvornika, ki zajemata trenutne vrednosti izhodnega signala toka in napetosti ter CPLD vezje, ki je večinoma uporabljeno kot enkoder ali dekoder naslovnih linij ter kot vmesnik, ki opravlja različne logične operacije z vhodnimi in izhodnimi krmilnimi signali za pretvornike. Četrti procesorski modul (brez A/D in D/A pretvornikov), ki še sestavlja omenjeni eksperimentalni sistem, zagotavlja signal za proženje časovno enakomerno porazdeljenih prekinitev preostalim DSP mikrokrmilnikom in sinhronizira vse module na želeno frekvenco. Nadalje skrbi tudi za komunikacijo med mikrokrmilniki, oziroma za pošiljanje različnih vrednosti spremenljivk podrejenim mikrokrmilnikom, ki jih korekcijski programi potrebujejo za pravilno delovanje. Integrirani USB vmesnik, ki se ravno tako nahaja na nadrejeni/nadzorni kartici, omogoča uporabniku nadzor nad potekom procesov v sistemu preko osebnega računalnika. 50 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja 4.1.1. Digitalni signalni mikrokrmilnik ADSP-2191 Digitalni signalni mikrokrmilnik ADSP-2191 M proizvajalca Analog Devices [18] je predviden za širok spekter aplikacij, ki zahtevajo obdelavo digitalnih signalov in hitre logične ter matematične operacije nad numeričnimi podatki v celoštevilčnem formatu. INTERNALMEMORY ADSP-219x DSP CORE I DAG1 4x 4x t6 1 DAG2 4x4x16 I CACHE 64 x 24-BIT Li^> H c^ PROGRAM SEOUENCER PM ADDRESS BUS %£ DM ADDRESS BUS IZ <^> PM DATA BUS DMA V CONNECT A; | ADDRESS 24 BIT /\ DATA AlADDRESS 16 BIT~ m. L EXTERNAL PORT l/O ADDRESS 18 I 24 DMA ADDRESS~ I ' 24, DMA DATA" ADDR BUS MUX 7> DATA REGISTER FILE DM DATA BUS ^ I INPUT REGISTERS RESULT REGISTERS TTTč 1 BARREL SHIFTER V V j* l/O DATA 31 1 l/O REGISTERS (MEMORY-MAPPED) CONTROL STATUS BUFFERS DATA BUS MUX ^> tt l/O PROČ ESSOR IZ DMA CONTROLLER SYSTEM INTERRUPT CONTROLLER C SERIAL PORTS (3) SPI PORTS (2) UART PORT (D PROGRAMMABLE FLAGS(16) TIMERS(3) <^ 7^> ^> ^> 1^ ^> Slika 4.2: Zgradba digitalnega signalnega mikrokrmilnika DSP mikrokrmilnik, katerega notranjo zgradbo vidimo na sliki 4.2, ima napredno 16-bitno arhitekturo jedra in vsebuje množico vhodno/izhodnih perifernih enot za komunikacijo z zunanjimi dodanimi elementi. Vhodno/izhodne periferne enote mikrokrmilnika so: - univerzalna serijska vrata (imenovana SPORTO, SPORT1, SPORT2), - SPI združljiva sinhronska serijska vrata (imenovana SPIO in SPI1), - UART asinhronski vmesnik, - DMA krmilnik, - nastavljivi časovniki (TMRO, TMR1 in TMR2) ter - osem splošno namenskih nožic z nastavljivimi prekinitvami. Digitalni signalni mikrokrmilnik poleg naštetega vsebuje tudi dva zelo pomembna razširitvena vmesnika (slika 4.3), ki sta zaradi funkcije, ki jo imata v sistemu, še posebej izčrpno opisana. Ta dva vmesnika sta: - HPI vmesnik (angl. Host Pori Interface) oziroma gostiteljski vmesnik in 51 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja EMI vmesnik (angl. External Pori Interface) oziroma razširitveni vmesnik. ADSP-2191M TIMER OUTOR CAPTURE CLOCK MULTIPLY AND RANGE BOOT AND OP MODE SERIAL DEVICE (OPTIONAL) SERIAL DEVICE (OPTIONAL) SERIAL DEVICE (OPTIONAL) UART DEVICE (OPTIONAL) CLKIN XTAL TMR2-0 CLKOUT ADDR21-0 DAT A15-8 DATA7-0 MS3-0 MSEL6-0/PF6-0 R0 DF/PF7 WR BYPASS ACK BMODE1-0 OPMODE — SPORTO TCLKO TFSO DTO RCLKO RFSO DRO — SPORT1 —i TCLK1 TFS1 DT1 RCLK1 RFS1 DR1 BGH I— SPORT2 -TCLK2/SCK0 TFS2/MOSI0 DT2/MISO0 RCLK2/SCK1 RFS2/MOSI1 DR2/MIS01 SPI1 HAD15-0 HA16 HCMS RXD TXD HCIOMS HP7B hWr HACK HALE HACK^P £3 DATA7-0 MEMORY (OPTIONAL) ADDR21-0 DATA15-8 DATA7-0 CS BOOT MEMORY (OPTIONAL) ADDR21-0 DATA15-8 CS OE WE ACK EXTERNAL l/O MEMORY (OPTIONAL) C=^ <>\>\> oo ADDR17-0 DATA 15-8 Z^DATA7-0 CS OE WE ACK HOST PROCESSOR (OPTIONAL) 1)1} ADDR15-0/ DATA15-0 ADDR16 ČS5 CS1 RD WR ACK ALE A J EMI vmesnik > HPI vmesnik J Slika 4.3: Zunanja vodila digitalnega signalnega mikrokrmilnika Digitalni signalni mikrokrmilnik ADSP-2191 med drugim vsebuje 32 k 24-bitnih besed programskega pomnilnika, ter 32 k 16-bitnih besed podatkovnega pomnilnika. Izdelan je v CMOS tehnologiji, kar mu omogoča delovanje z visoko frekvenco urinega takta (do 160 MHz), odlikuje pa ga relativno nizka poraba električne energije. Kljub temu ima DSP mikrokrmilnik predvidene še dodatne varčevalne načine delovanja, ki spravijo mikrokrmilnik v stanja še nižje porabe (Idle Mode in Sleep Mode). Vgrajena PLL enota omogoča tudi spreminjanje množilnega faktorja osnovnega urinega takta med delovanjem mikrokrmilnika. Slika 4.4 kaže podatkovne registre, ki se lahko uporabljajo kot vhodi v aritmetično logično enoto (ALU), množilno seštevalno enoto {MAC - Multiply and Accumulate) in premikalno enoto (SHIFTER) ter njihove medsebojne povezave. Naj povem še, da ima ADSP-2191 tudi sekundarni nabor vseh omenjenih registrov, ki so popolnoma neodvisni od 52 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja primarnega nabora. Sekundarni nabor registrov se aktivira in izklopi s posebnima ukazoma, ki postavljata ali brišeta določeni bit v statusnem (ASTAT) registru. MSTAT PM DATA BUS REGISTER FILE (16 x U-BIT) v DM DATA BUS MX0 MX1 AX0 AX1 MY0 MY1 AY0 AY1 MR2 MRI MRO AR SR2' SR1" SRO SI MAC AJR2* SB T SE < vx SHIFTER MRI MRO SR2* RESULTS BUS SR1" SRO ALU AF AR ASTAT Registra MR2 in SR2 imata določene omejitve uporabe, ki v tem diagramu niso vrisane Register SR1 lahko služi kot Y vhod v pogojnih ali multifunkcijskih MAC in ALU inštrukcijah < STATUS TO PROGRAM SEO.UENCER Slika 4.4: Podatkovni registri DSP mikrokrmilnika Slika 4.5 pojasnjuje vse registre DAG (angl. Data Address Generator) enote, ki so potrebni za različne načine naslavljanja podatkov v notranjem ali v zunanjem pomnilniku. DSP mikrokrmilnik ima dve DAG enoti: prvo in drugo (DAG1, DAG2). Vsaka obsega štiri komplete registrov, od katerih vsakega sestavljajo: indeksni register I (lndex), ki določa naslov podatka, register odklona M (Modify) ter register dolžine tabele L (Length) in osnovnega naslova tabele B [Base Address), ki se uporabljata samo pri krožnih registrih oziroma pri krožnem naslavljanju, ki je posebej primerno za oblikovanje in dostopanje do različnih tabel. Podobno kot pri podatkovnih registrih ima ADSP-2191 sekundarni nabor tudi za vse registre, ki so povezani z naslavljanjem. Ti se ponovno aktivirajo in deaktivirajo s posebnima ukazoma in niso nikakor pogojeni z uporabo sekundarnih podatkovnih registrov. 53 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja < DM OR PM DATA BUS V V IMMEDIATE INSTRUCTION REGISTERS 4 X 16 M REGISTERS 4X16 /16 A /16 V REGISTERS 4X16 T 7 POST-MODIFY \ MUX / ADDRESSING A /16 V > B REGISTERS 4 X 16 MODULUS LOGIC MUX j PRE-MODIF / ADDRESSIN UPDATE DAG PAGE (DMPG1 OR DMPG2) PROVIDES UPPER 8 BITS OF ADDRESS (OPTIONAL BIT-REVERSE DOES NOT APPLY TO PAGE) V 24 24 MSTAT PM ADDRESS BUS (EITHER DAG1 OR DAG2 ) C> DM ADDRESS BUS (EITHER DAG1 OR DAG2) ^> Slika 4.5: Naslovni registri DSP mikrokrmilnika 4.1.1.1 EMI vmesnik Za razširitev programskega in podatkovnega pomnilniškega prostora digitalnega signalnega mikrokrmilnika se uporablja EMI vmesnik, ki je univerzalni klasični vmesnik z 21-bitnim naslovnim vodilom, 16-bitnim podatkovnim vodilom in s kontrolnimi signali. Vmesnik omogoča različne načine delovanja, ki se določajo s pomočjo pripadajočih kontrolnih registrov in omogoča priključitev številnih različnih pomnilniških enot (slika 4.6) ali drugih paralelnih vezij. Načini delovanja vmesnika [19] so opredeljeni s funkcijami, ki jih imajo zunanje spominske enote in so lahko: - zunanji podatkovni pomnilnik (angl. External memory), ki lahko obsega do 16 M besed, -zunanji programski pomnilnik (angl. Boot memory), ki lahko ravno tako obsega 16 M besed in - zunanji vhodno/izhodni pomnilnik (angl. I/O memory), ki ima funkcijo perifernih enot in razširitve internega RAM-a, sestavlja pa ga 248 blokov po 1 k besed. 54 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja ADSP-2191M CLKOUT ADDR21-0 DATA15-8 DATA7-0 MS3-0 RD Wr ACK BMS BR BG BGH IOMS EXTERNAL /y/\S\ MEMORY (OPTIONAL) t> - i------------N ADDR15-0/DATA15-0 —ADDR16 —ČŠO — č~§7 — RD — WR + ACK — ALE Slika 4.8: HPI vmesnik Dostopni čas preko HPI vmesnika je odvisen od tipa podatka do katerega dostopamo in od izbranega načina prenosa podatkov. Preglednici 4.8 in 4.9 kažeta potrebno število dostopnih ciklov za prenos enega podatka v odvisnosti od prej omenjenih načinov dostopa. način prenosa širina podatkovneg a vodila podatkovni tip prenos zaključen v številu naslovnih ciklov številu podatkovnih ciklov neposreden 8 16 1 2 8 24 1 3 ali (4) 16 16 1 1 16 24 1 2 Preglednica 4.1: Neposreden HAD podatkovni prenosi 57 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja način prenosa širina podatkovnega vodila podatkovni tip prenos zaključen v številu naslovnih ciklov številu podatkovnih ciklov DMA 8 16 0 2 8 24 0 3 ali (4) 16 16 0 1 16 24 0 2 Preglednica 4.2: DMA HAD podatkovni prenosi Širina zunanjega naslovno/podatkovnega vodila HPI vmesnika je po resetu mikrokrmilnika vedno nastavljena na 8 bitov. Mogoče pa jo je spremeniti na širino 16 bitov s pomočjo zunanjega nadrejenega digitalnega signalnega mikrokrmilnika oziroma s pomočjo kateregakoli zunanjega nadrejenega gostitelja kar preko HPI vmesnika. HPI vmesnik je organiziran tako, da so notranji podatki vedno 16- ali 24-bitni. Dolžina je odvisna od podatkovnega tipa (programski pomnilnik je namreč 24-bitni zaradi dolžine ukazov, podatkovni pomnilnik pa je 16-bitni). Za pretvorbo podatka iz notranjega 16-bitnega ali 24-bitnega formata v format, ki je primeren za zunanje 8-bitno ali 16-bitno vodilo, poskrbi notranja logika HPI vmesnika, ki je zadolžena tudi za prilagoditev protokola vodil. 16-BIT WORDS (BYTE PAIRS) 24-BIT 1NSTRUCTIONS (BYTE OUADS) 16-BIT WORD 16-BIT WORD 16-BfT VVORD 16-BIT VVORD BYTE 7 BYTE 6 BYTE 5 BYTE 4 BYTE 3 BYTE 2 BYTE 1 BYTE 0 24-BIT INST 16-BIT VVORDS (BYTE PAIRS) 24-BIT INSTRUCTIONS (BYTE OUADS) 24 BIT INST NT 7 .*. BIT /s-bit bus\ T 7 A. BIT /s-BIT BUs\ L 16-BITBUS A L 16-BIT BUS A Slika 4.9: Organizacija podatkov za prenos preko HAD vodila Širina naslovnega HPI vodila je vedno 17 bitov (16+1), od katerih je dodatni bit (+1) posebna nožica (imenovana HAD16). Ta nožica dostopa do najpomembnejšega bita (MSB) naslova, katerega preostanek je po HAD vodilu poslan kot podatek. Naslovi na HAD vodilu so desno poravnani. V primeru, ko ima vodilo izbrano širino 16 bitov in pošiljamo 16-bitni naslov na HPI vmesnik (kot podatek), zadnji bit (LSB) naslovnega vodila ni uporabljen in naslov je premaknjen za en bit v levo [20]. Na zadnje mesto naslova pa pride ničla (ki hkrati pomeni, da se v tem trenutku naslavlja sodi zlog). Premik naslova v levo za en bit je potreben zaradi 58 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja 8-bitnega HPI vmesnika. Ko se tako prenese ena 16-bitna beseda, sta to v bistvu že dva zaporedna osnovna 8-bitna zloga. Če pa je na 16-bitnem vodilu 24-bitni podatek, potem se mora naslov pomakniti za dva bita v levo. Na njuno mesto se morata vpisati dve ničli. Princip je praktično isti kot v prejšnjem primeru, le da se tokrat v dveh 16-bitnih besedah prenesejo štirje osnovni 8-bitni zlogi. Ponovno je treba posebno pozornost posvetiti poravnavi zlogov. Pri napačnem naslavljanju določenega tipa podatka logika HPI vmesnika avtomatsko zavrže zahtevek, prenos podatka pa ne steče. Preglednica 4.3 kaže sestavo naslovov na HPI vmesniku za različne tipe podatkov in za različne pomnilniške prostore. pomnilniški prostor podatkovni tip DSP naslov širina naslovnega vodila IO 16 {0, 0, HA16, HAD[15:1]} 18 bitov podatkovni 16 {MPAGE[8:1]*, HA16, HAD[15:1]} 24 bitov programski 24 {MPAGE[8:0]*, HA16, HAD[15:2]} 24 bitov *MPAGE je 9 bitov iz Registra podatkovne strani (eng Direct Page Register) HPMMR[15:7] Preglednica 4.3: Sestava naslovov na HAD vodilu Za lažjo uporabo in konfiguracijo HPI vmesnika se ob resetu zaznajo aktivna stanja kontrolnih HRD, HWR, HALE in HACK signalov ter funkcionalnost HALE in HACK signalov. Aktivna stanja signalov, ki se definirajo ob resetu, so med delovanjem digitalnega signalnega mikrokrmilnika nespremenljiva, spremenljiva pa je funkcionalnost HALE in HACK signalov. HPI vmesniku se lahko nastavi tudi vrstni red, po katerem bo HPI logika razvrstila zloge (Data Ordering ter Endian-ness) [20]. 4.1.2. USB vmesnik CY7C64613 z integriranim mikrokrmilnikom 8051 Cpress-ov CY7C64613 (serije EZ-USB FX) [21] je integriran USB vmesnik/mikrokrmilnik druge generacije (slika 4.10). Oznaka FX pomeni, da je član družine USB vmesnikov, ki so nadgradnja znanega EZ-USB predhodnika in nudi povečan nivo integracije in učinkovitosti. Vmesnik je izdelan v skladu s standardom USB 1.1 in stavi predvsem na svojo univerzalnost in bogato izbiro različnih vhodno/izhodnih enot, ki zajemajo inteligentno USB jedro, izboljšan mikrokrmilnik 8051, 8 kB RAM-a ter hitre in zmogljive vhodno/izhodne vmesnike, medtem ko ohranja skladnost kode v zbirniku s predhodnimi USB vezji iste družine. 59 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja Najpomembnejše lastnosti EZ-USB FX vmesnika so: - ima integriran USB sprejemnik/oddajnik, serijski vmesnik (angl. Serial Interface Engine -SIE), izpopolnjen mikroprocesor 8051; - skladen je z USB 1.1 in z 2.0 USB protokolom, - programska koda za mikrokrmilnik 8051 se lahko požene iz notranjega ali iz zunanjega RAM-a (koda se lahko naloži v USB vmesnik oziroma mikrokrmilnik: preko USB-ja, iz zunanjega EEPROM-a, ali pa se izvede na mestu iz zunanjega pomnilnika, npr. Flash-a ali iz serijskega EEPROM-a); -vsebuje integriran, v industriji pogost mikrokrmilnik 8051 z izboljšavami (štirje urini cikli za en inštrukcijski cikel, dva podatkovna kazalca, 3,3 V napajanje, 48 MHz ali 24 MHz urin takt); - programirljiv vmesnik (angl. General Programmable InterFace - GPIF), ki omogoča neposredno (angl. Glueless) priključitev na večino 8 ali 16-bitnih vmesnikov; - integriran l2C vmesnik; - DMA vmesnik. 8051 Core 48 i 24 MHz, 4-cloekinstruc. cycle Enhancecl USB Serial Interface Engine (SIE) CY7C64613 J^ ----v 8 KB RAM |V 2 KB FIFO (ISO) DMA V-Englne /------ V-----------— A ' \ rzi Up to 5 VO Ports (Ports A-E) J /t_A 4 FIFOs Each 64 by tes y A................. / 8/1 f * rC Compatible ■* Controller Slika 4.10: Sestava USB integriranega vezja Integrirani USB vmesnik zmanjša kompleksnost razvoja USB aplikacij in poenostavi izdelavo elektronskih vezij ter skrajša čas razvoja programske opreme. Cypress-ova FX integrirana vezja vsebujejo tovarniško privzete nastavitve splošne USB naprave, ki še dodatno poenostavijo razvoj uporabniške programske opreme. Privzete nastavitve je seveda mogoče po potrebi zamenjati z uporabniškimi. Razširjeni USB vmesnik s pomočjo pomožnih integriranih enot samostojno opravlja skoraj vse naloge, povezane z USB komunikacijo, kar pomeni, da uporabniku ostane na razpolago kar 90 % mikrokrmilniškega časa za morebitne preostale aplikacije [21]. 60 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja Integrirani Anchor-\e\/ mikrokrmilnik 8051 je zaradi hitre ure, ki lahko deluje s frekvenco največ 48 MHz, kar desetkrat zmogljivejši od običajnih mikrokrmilnikov iz družine 8051. Uporablja integrirani podatkovni in programski RAM pomnilnik, v katerega se lahko iz zunanjega serijskega pomnilnika ali z gostitelja po USB vodilu naloži uporabniška programska oprema. Z uporabo zunanjega RAM pomnilnika pa je možno hitro in enostavno nadgrajevati programsko opremo. Omenjeni mikrokrmilnik 8051 vsebuje: - dvojna serijska vrata, - tri časovnike/števce, - nadzorno logiko za prekinitve in krmiljenje notranjega in zunanjega vodila, - 256 besed notranjega RAM-a. Vse vhodno/izhodne enote in dodatni razširitveni vmesniki mikrokrmilnika 8051 se nahajajo v njegovem razširjenem podatkovnem prostoru (XRAM), v katerem se nahajajo tudi vse preostale dodatne enote: l2C, FIFO, GPIF, DMA. Zaradi takšne zasnove se omenjeni vmesniki pogosto ne morejo uporabljati hkrati, ker si delijo isto naslovno in podatkovno vodilo oziroma imajo vhodno/izhodne signale na istih nožicah (slika 4.11) [21]. I\ || i\ A A 11 rno3"DT3T3T3~o~axi 3> O > t. v> o o > > > > " -3 2 m --I 06 'Ji m Ki i_l> ._n j" '* 3J S 3 J O p .2 ^ D 5 S S m Cfl * S S 7? ** DISCON« D+ D- 8CL SOA WAKEUP* CLKOUT XIN XOUT RESET# F1 H S 33 H, r- H O <■" *. -< i? o > 5? JP - S T T T T A i. I I iT ♦ t T T f PE0 PEI PE2 PE?. PE4 PE5 PBS PE^ X X X X X K PB[7..0] X X X PDI7..0] PE0 PEI PE2 PE? PE4 PE6 PE6 PE7 X X X X X X X D[7..0| X X X PD[7..q ADRO ADR I ADR2 ADR3 ADR4 CTL3 CTL4 CTLS RDY4 RDY5 ADR5 RDY0 RDY2 CTL0 CTL2 GDA[7..0] RDY1 RDY3 CTL1 GOBP,.0) ADRO ADR1 ADR2 ADR3 ADR4 CTL3 CTL4 CTLS RDY4 RDY5 ADR5 RDY0 RDY2 CTL0 CTL2 GDA[7..01 RDY1 RDY3 CTL1 PD[7..0J BOUTFLAG AINFULL BINFULL AOUTEMTY BOUTEMTY PES PE6 PE7 SlAVR SLRD X ASE L AOE AINFLAG AOUTFLAG AFI[7..0] BSEL BOE BINFLAG BFI[7..0J XCLK BOUTFLAG AINFULL BINFULL AOUTEMTY BOUTEMT*' PES PE6 PE7 SLvVR SLRD X ASE L AOE AINFLAG AOUTFLAG AFI[7..0J BSEL BOE BINFLAG PD[7..0] XCLK [000] PORTS (D&fault) [001] MEMBUi [110] GPIF 16 bite [010] GPIF 8 bite [111] SLwe FIFOs 16 btts [011] Slave FIFOs •S Ms [nnn]=IFCONFIG[2..0]- Slika 4.11: Alternativne nastavitve USB nožic DMA pogon omogoča hitre prenose podatkov med posameznimi vhodno/izhodnimi enotami. Maksimalna hitrost prenosa je 48 MB/s, kar je veliko več kot zmore USB standard 1.1. Z DMA pogonom je mogoče neposredno prenašati podatke iz USB končne točke (angl. USB endpoint) preko medpomnilnika na skoraj katerokoli zunanjo enoto vmesnika. 61 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja Integrirani FIFO pomnilnik se običajno uporablja v kombinaciji z DMA vmesnikom in služi za prenos podatkov na zunanje enote oziroma iz zunanje enote preko podrejenega FIFO vmesnika v USB enoto. I2C vmesnik služi za priključitev serijskega zagonskega EEPROM pomnilnika, iz katerega se po potrebi (s pomočjo razširjenega USB vmesnika) naloži program v RAM mikrokrmilnika 8051. V serijskem EEPROM pomnilniku imamo lahko poleg programske opreme shranjene tudi uporabniške nastavitve USB vmesnika. Med delovanjem mikrokrmilnika 8051 se lahko l2C vodilo uporabi za dostop do preostalih enot, ki so priključene na vmesnik. Preko zunanjega razširitvenega naslovnega in podatkovnega vodila se lahko na USB integrirano vezje priključi zunanji RAM pomnilnik ali pa katerokoli drugo zunanjo vhodno/izhodno enoto, ki uporablja standardna paralelna vodila. 4.1.2.1 GPIF vmesnik GPIF vmesnik oziroma splošno namenski programirljiv 8- ali 16-bitni paralelni vmesnik (slika 4.12) je namenjen priključitvi na različna vodila oziroma prilagoditvi signalov tem vodilom [21]. USB Data" 7900 GPIFADRL GPIF Program Counter m I^PIF -*- ^ 78' 8- T ADR RDY CTL Flags Slika 4.12: GPIF vmesnik GPIF vodilo sestavlja: - šest naslovnih izhodnih signalov, - šest krmilnih izhodnih signalov, - šest krmilnih vhodnih signalov in - šestnajst vhodno/izhodnih podatkovnih signalov. Večina omenjenih signalov si deli nožice na USB integriranem vezju še z ostalimi vmesniki, kijih ima mikrokrmilnik 8051 (slika 4.11). 62 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja GPIF registri služijo za nadzor in upravljanje GPIF vmesnika, medtem ko GPIF spominske lokacije shranjujejo poteke časovnih diagramov. GPIF spominske lokacije so razdeljene na štiri bloke, vsak blok pa obsega zaključen časovni diagram. Nadalje so časovni diagrami lahko sestavljeni iz največ sedmih stanj ob zahtevi, da je zadnje stanje mirovno stanje časovnega diagrama. GPIF vmesnik je pogosto kombiniran s FIFO vmesnikom in hkrati tudi z DMA vmesnikom. Njuna kombinacija ustvari kompleksno vhodno/izhodno enoto, ki jo upravljajo štirje makro ukazi. Primer nabora teh štirih makro ukazov bi lahko bil: beri, piši, preberi iz FIFO in piši v FIFO. GPIF s pripadajočo logiko je tako orodje, ki omogoča popolnoma avtomatski prenos podatkov med jedrom USB vmesnika in perifernimi zunanjimi enotami brez obremenjevanja mikrokrmilnika 8051. 4.1.3 X/7/nxXC95144XL CPLD vezje Xilinx-ovo CPLD vezje XC95144XL je namenjeno hitrim aplikacijam v digitalnih sistemih. Vsebuje 144 makrocelic s 3200 vrati z zakasnitvijo (angl. Propagation Delay) 5 ns in interno frekvenco urinega takta do 208 MHz. Vse vhodno/izhodne nožice dopuščajo 5 V napetosti na njih in ustrezajo vhodnim signalom napetostnih nivojev 5 V, 3,3 V in 2,5 V, in izhodnim signalom 3,3 V ali 2,5 V, odvisno od napajalne napetosti periferije. Uporabljen program oziroma konfiguracija CPLD vezja je shranjena v notranjem FLASH-u, ki se ga da programirati tudi, ko je že vključen v sistem (angl. In-system Programing). Programiranje poteka po standardnem JTAG protokolu s štirimi nožicami in omogoča hiter in enostaven razvoj aplikacij ter možnost spreminjanja delovanja vezja brez potrebe po menjavi čipa ali spreminjanju tiskanine. Značilna arhitektura omenjenega vezja je prikazana na sliki 4.14. 63 Opis strojne opreme za konstrukcijo korektorja JTAG Controller ln-System Programming Controller I'O KZ2- i/o KZ3-i/o SZ2-i/o EZ3- i/o KZ3- i/o KZ2-i sprožitev pričetka nove pretvorbe Osveževanje podatkovnih linij vezij za zapahovanje stanja D/A pretvornikov T Onemogočanje časovnika TMR1 (avtomatsko je generiran pulza za osvežitev vezij za zadrževanje stanja prveda in drugega D/A pretvornika) Onemogočanje časovnika TMR2 (avtomatsko je generiran pulza za osvežitev vezja za zadrževanje stanja tretjega D/A pretvornika) Branje podatka predhodnje pretvorbe prvega A/D pretvornika in kopiranje stare vrednosti pretvorbe drugega A/D pretvornika <^ IRQ1 IDO <^ 'RQ2 inn I Inicializacija časovnikov TMR1 in TMR2 za osveževanje vezij za zadrževanje stanja D/A pretvornikov Funkcija za spreminjanje amplitud vsem šestim izhodnim signalom I Funkcija za izračun korekcijskega signala za napetostni vir I Funkcija za izračun in odpravljanje enosmerne komponente korekcijskega signala za napetostni vir I Funkcija za izračun korekcijskega signala za tokovni vir I Funkcija za izračun in odpravljanje enosmerne komponente korekcijskega signala za tokovni vir J Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike Program se prične z inicializacijo različnih uporabljenih enot in vmesnikov mikrokrmilnika. Najprej se maskirajo vse prekinitvene zahteve in nato se omogoči gnezdenje prekinitev. Slednje omogoča servisiranje prekinitev višje prioritete med izvajanjem servisa prekinitve nižje prioritete. Med drugim naj tu povem, da je celotna korekcija izvedena v eni sami prekinitvi in da centralnega programa praktično ni. Sestavljen je samo iz inicializacije posameznih uporabljenih procesorskih enot in nato ukaza, ki pošlje mikrokrmilnik v stanje varčevanja z energijo. Iz tega stanja se mikrokrmilnik "zbudi", ko mora servisirati prekinitev in se nato vanj tudi vrne. Sledi inicializacija dveh časovnikov (TMRO in TMR1), katerih izhodna signala TMRO in TMR1 skrbita za neposredno proženje osveževanja vezij za zadrževanje stanj na podatkovnih vodilih D/A pretvornikov na A/D-D/A podmodulu (glej poglavje 4.3). Časovnikoma sta dodeljeni prva in druga najvišja možna prekinitvena zahteva. Temu sledi inicializacija splošno namenskih PF nožic. Nožica PF7 je definirana kot izhodna in služi kot dodatni kontrolni signal za nadzor zagona A/D pretvorbe. Med drugim je ta nožica tudi samo notranja, kar pomeni, da je povezana samo na A/D-D/A podmodul in nikamor drugam. Nožica PF6 pa je zunanja (speljana je tudi na povezovalno ploščico), definirana kot vhodna in določena kot izvor tretje najvišje prekinitvene zahteve. Sledi določitev načina delovanja HPI vmesnika. Programsko se da HPI vmesniku določiti, ali naj uporablja svoje multipleksirano HAD vodilo kot 8-bitno ali 16-bitno. Vsi ostali parametri se določijo glede na stanje kontrolnih HPI nožic (HACK, HACK_P in HALE) ob resetu procesorja in v desetih urinih ciklih po njem. V mojem primeru je HPI imel (angl. pull-up in pull-down) upore na kontrolnih nožicah postavljene tako, da je DSP deloval v Naslovno-nadzornem načinu (angl. Address Cycle Control - ACC) in z neposrednim ACK (angl. Acknowledge) signalom [19, 24]. Časovni diagram takšnega načina komunikacije je prikazan na sliki 5.2. Slika 5.2: Neposredno branje - naslovni cikel; nadzomo-naslovni način komunikacije z uporabo ACK signala 77 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike Na koncu inicializacijskega postopka je definiranih šest krožnih registrov, ki omogočajo ciklično branje šestih različnih tabel brez potrebe po kakšnem dodatnem servisiranju udeleženih registrov. Sledi povratek v neskončno zanko z enim samim ukazom, ki pošlje mikrokrmilnik v stanje nizke porabe energije. Prekinitveni zahtevi prve in druge prioritete sta povezani s časovnikoma TMRO in TMR1, ki sta uporabljena kot čisto klasična časovnika. Njuni prekinitvi sta sproženi, ko pripadajoči Timer Counter register doseže vrednost, vpisano v Timer Period registru. Servis prekinitve, ki jo sproži časovnik, je sestavljen samo iz onemogočanja časovnika, ki je prekinitev sprožil. Takšen način uporabe časovnika in prekinitve omogoča generiranje enkratnega pulza na TMRx nožici točno določen trenutek po aktiviranju časovnika. Generiran pulz je nato uporabljen za osveževanje vezij za zapahovanje stanja D/A pretvornikov na A/D-D/A podmodulu. Servis tretje najpomembnejše prekinitvene zahteve, ki jo sproža kratek pulz na nožici PF6 in ga generira nadrejeni/nadzorni DSP, pa je jedro korekcijskega programa. Takoj na začetku programa je izvedeno osveževanje vrednosti na podatkovnih linijah vseh treh D/A pretvornikov. Osvežene so samo linije (signala za zapahovanje vezij za zadrževanje stanja v tem trenutku še ni) zato D/A pretvorniki ohranijo staro vrednost. Sledi programiranje Period Timer registrov in po določenem času sprožitev časovnikov, ki osvežijo stanja vezij za zadrževanje in s tem tudi D/A pretvornike. Amplituda izhodnega signala iz D/A pretvornika je določena tako, da prebrano vrednost iz tabele, mikroprocesor najprej pomnoži z vrednostjo želene amplitude, ki lahko zavzame vrednost med nič in ena, in šele nato pošlje na podatkovno linijo D/A pretvornika. Sledi izmenično branje zajetih vrednosti A/D pretvornikov. Pričetek pretvorbe je sprožil nadzorni/nadrejeni DSP mikrokrmilnik, ki je dal signal na nožico PF6 podrejenega/korekcijskega DSP-ja. Isti signal (PF6) je bil uporabljen za sprožitev prekinitvene zahteve podrejenega/korekcijskega DSP-ja, v servisu katere se izvaja celoten korekcijski program. Izbira branja želenega A/D pretvornika je odvisna od nožice PF7. Ko je zadnja na logičnem nivoju 0, se bere prvi A/D pretvornik, ko je PF7 na logičnem nivoju 1 pa se bere drugi A/D pretvornik. Takoj po branju izbranega A/D pretvornika program shrani vrednost v pripadajočo tabelo in v začasno spremenljivko ter spremeni stanje nožice PF7 tako, da se bo v naslednjem servisu prekinitvene zahteve bral drugi A/D pretvornik. Nato mikrokrmilnik prepiše staro začasno spremenljivko drugega A/D pretvornika, ki je bila ravno tako kot začasna spremenljivka prvega A/D pretvornika shranjena ob njegovem branju na ustrezno mesto, v drugo tabelo vrednosti A/D pretvornika. Pri naslednjem izvajanju se ne bo bral več prvi A/D pretvornik temveč drugi, stara shranjena začasna spremenljivka prvega A/D pretvornika pa se bo prepisala v prvo tabelo. 78 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike Od tu naprej se pričnejo kontrole skočnih pogojev za prehod programa v različne podprograme. Pogoj za začetek izvajanja določenega podprograma je vedno pričetek izvajanja nove periode. Za začetek nove periode se šteje prvi vzorec napetostnega referenčnega signala. Kateri podprogramski modul se bo pričel izvajati s pričetkom nove periode, je odvisno od številke periode, ki je shranjena v posebnem števcu period. Perioda označena z ena je perioda izračuna korekcijskega signala za napetostni modul, druga perioda je uporabljena za izračun enosmerne komponente korekcijskega signala napetostnega modula, periodi 3 in 4 pa počneta isto, vendar za tokovni modul. Števec se ob zaključku četrte periode (ob zadnjem vzorcu) postavi na začetno stanje. To pomeni, da se nov korekcijski signal izračunava samo vsako četrto periodo, vmes pa ostaja nespremenjen. Potek preverjanj izvajanja podprogramov je opisan v nadaljevanju. Mikrokrmilnik najprej preveri, če so vse trenutne amplitude oddanih signalov enake želenim amplitudam. Če so enake, se program nadaljuje pri nadaljnjih kontrolah. Če pa se vsaj ena želena amplituda razlikuje od trenutno uporabljene, mikrokrmilnik skoči v popolnoma ločeno vejo izvajanja programa, ki je zadolžena za postopno spreminjanje, torej povečevanje ali zmanjševanje trenutne amplitude signala do želene amplitude. Skok je izveden tako, da se števec period postavi na vrednost 5, kar posledično sproži skok v podprogram za spreminjanje amplitude. Ta del programa tudi preprečuje nadaljnje normalno izvajanje korekcijskega dela programa, dokler trenutne amplitude signalov ne sovpadajo z želenim. Skok v podprogram je izveden tako zaradi možnosti postavljanja števca period na določeno vrednost kar preko HPI vmesnika. Sledi kontrola izvajanja podprograma za odpravljanje enosmerne komponente v korekcijskem signalu. Izvede se preverjanje, če je že nastopil trenutek za začetek izvajanja korekcije. Če pa se korekcija že izvaja, se preverja, če ni že čas, da se korekcija preneha izvajati. Ko se podprogramski modul enkrat prične izvajati, se mora izvesti 3600-krat na eno periodo osnovne harmonske komponente. Naslednje preverjanje pa zadeva korekcijo samo. Podobno kot v prejšnjem primeru, mikrokrmilnik najprej preveri, če se korekcijski podprogram že izvaja. Če se izvaja, podprogram preveri, če je čas, da izvajanje zaključi. Če pa se podprogramski modul ne izvaja, mikrokrmilnik preveri, če naj se korekcijski podprogram naj le prične izvajati. Ko je podprogram namreč enkrat v teku, se mora izvesti tolikokrat, kolikor je vzorcev v periodi, da lahko obdela vse vzorce v periodi oziroma celo periodo. 79 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike 5.2 Program za nadrejeni/nadzorni DSP mikrokrmilnik Zagon I Inicializacija posameznih uporabljenih vhodno/izhodnih enot Izračun oblike referenčnega signala glede na podane vhodne parametre I Vzpostavitev komunikacije s podrejenimi/korekcijskimi DSP-ii 1 Pošiljanje referenčnega signala za vse tri napetostne in vse tri tokovne vire podrejenim/korekcijskim DSP jem I Funkcija za izračun vrednosti časovnika za doseganje želene frekvence ni sprememb , sp oža • "MRO r um irq 1 stavitev vira > Funkcija za zagon napetostnih in tokovnih virov Funkcija za ustavitev napetostnih in tokovnih virov Preverjanje, s katero vrednostjo je potrebno reinicializirati časovnik TMRO, da bo generiral želeno frekvenco in reinicializacija napaka ni napake Slika 5.3: Program za nadrejeni/nadzorni mikrokrmilnik Nadrejeni DSP mikrokrmilnik je zadolžen za nadzor delovanja preostalih mikrokrmilnikov, za preverjanje stanj zaščit posameznih modulov ter za komunikacijo z nadrejenim osebnim računalnikom. Kot sem opisal v poglavju 4.3, je lahko podrejeni/korekcijski DSP mikrokrmilnik v kombinaciji z A/D-D/A podmodulom samostojen sistem, ki je sposoben korekcije enega tokovnega in enega napetostnega signala, pod pogojem, da je na nožici PF6 prisoten periodični signal primerne frekvence, ki sproža glavno prekinitev. Seveda se takšnemu samostojno delujočemu modulu ne da spreminjati parametrov regulacije, ker so le-ti fiksno določeni med inicializacijo mikrokrmilnika. 80 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike Ena izmed treh primarnih nalog nadrejenega/nadzornega DSP mikrokrmilnika je ravno zagotavljanje primernih regulacijskih parametrov podrejenim/korekcijskim mikrokrmilnikom. Komunikacija v tem primeru poteka preko HPI vodila na podrejenem/korekcijskem mikrokrmilniku in preko navadnega EMI vmesnika na nadrejenem/nadzornem DSP-ju. Ta način komunikacije dopušča spreminjanje vseh parametrov v podrejenem/korekcijskem DSP-ju, ki so v programu uporabljeni kot spremenljivke, shranjene v programskem pomnilniku, ali registrov, ki so v 10 spominu. Nadrejeni/nadzorni programa se prične z inicializacijo uporabljenih vmesnikov: časovnikov, EMI vmesnika in še nekaterih drugih. Posebej pa sta zanimiva podprogram oblikovanja referenčnega signala in podprogram izračuna parametrov časovnikov, ki se izvedeta na zahtevo nadrejenega/nadzornega DSP mikrokrmilnika in ob resetu. 5.2.1 Podprogram za oblikovanje referenčnega signala Podprogram za oblikovanje referenčnega signala skrbi za konstrukcijo referenčnega signala z dodanimi višjeharmonskimi komponentami iz osnovnega sinusnega signala [26]. Omenjeni signal je tabelaričen, torej shranjen v podatkovnem pomnilniku in je zgrajen iz 3600 16-bitnih vzorcev, ki ponazarjajo vrednosti sinusne funkcije pri kotih od 0° do 360° s korakom po 0,1°. Podprogram uporablja za svoje delovanje krožne registre, oziroma registre, ki se ciklično ponavljajo. Za njihovo pravilno delovanje jim je potrebno določiti izvor, dolžino, korak in začetni naslov. Če krožnemu registru določimo za izvor kar osnovno sinusno tabelo (OST), dolžino 3600, korak 1 in za začetni naslov kar prvo vrednost v OST, bo krožni register najprej kazal na prvo vrednost v OST, nato, po inkrementiranju, na drugo vrednost, nato tretjo in tako dalje do zadnje oziroma 3600-te vrednosti. Ob naslednjem inkrementiranju bo preskočil in ponovno kazal na prvo vrednost v OST. Če bi na podoben način inicializirali krožni register s korakom 4, bi le-ta najprej kazal na prvo mesto v osnovni sinusni tabeli, nato, po inkrementiranju, na peto mesto, nadalje na deseto, itd. Podprogram inicializira 16 krožnih registrov. Naj bralca opomnim, da ima DSP ravno 16 indeksnih registrov: 8 primarnih in 8 sekundarnih. Izmed teh je 15 izvornih registrov, eden pa je določen kot ponor, ki kaže na tabelo, kamor se bo preoblikovan referenčni signal shranil. Vsi izvori imajo za izvorni naslov kar osnovno sinusno tabelo in dolžino 3600. Razlikujejo pa se po koraku in začetnem naslovu. Ta dva parametra se določata glede na uporabnikove zahteve. V tem primeru je korak krožnega registra enak višjeharmonski komponenti (korak 81 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike 1 - osnovni sinusni signal, korak 2 - druga višjeharmonska komponenta, korak 3.-tretja višjeharmonska komponenta,...), začetni naslov pa določa fazni premik višjeharmonske komponente. Ostane še določitev amplitude posamezne višjeharmonske komponente. To je izvedeno tako, da je vsaka prebrana vrednost pred uporabo najprej pomnožena z določeno utežjo (manjšo od ena). Vrednosti vseh skaliranih krožnih registrov so v naslednjem koraku seštete in shranjene v novo (referenčno) tabelo. Z opisanim podprogramom je mogoče oblikovati referenčni signal poljubne amplitude in z največ petnajstimi (sočasnimi) višjeharmonskimi komponentami poljubnih faznih premikov in amplitud. Poudarjam, da omejitev na 15 dodanih višjeharmonskih komponent ni posledica strojne opreme ampak zgolj omejitev podprograma za izračun. Z določenimi predelavami, ki povzročijo zgolj več prelaganja spremenljivk med registri in podatkovnim pomnilnikom, se da opisan princip razširiti za uporabe poljubnega števila krožnih registrov in z njimi povezanih višjeharmonskih komponent. 5.2.2 Podprogram za izračuna frekvence Drugi zanimiv podprogram preračunava vrednost časovnika, s katero mora biti le-ta inicializiran, da oddaja vlak pulzov, ki na podrejenem DSP-ju generirajo zahtevano frekvenco. Časovnik je klasičen, njegovo delovanje v PWM načinu (kjer je časovnik uporabljen kot generator takta) definirata dva 32-bitna registra, poimenovana Period Register in Width Register. Prvi določa čas trajanja ene periode, drugi pa čas trajanja, v katerem je TMRx nožica v aktivnem stanju. Tretji register (Control Register) definira, kaj je aktivno stanje (logična 1 ali 0), način obratovanja časovnika, startanje in zaustavljanje časovnika in nekatere druge parametre časovnika. Pri opisu digitalnega signalnega mikrokrmilnika nisem omenil, da vsa zunanja periferija DSP-ja deluje s frekvenco f/0 = 80 MHz (oziroma polovici frekvence jedra mikrokrmilnika). To je tudi frekvenca osnovnega takta časovnika, oziroma najvišja frekvenca, ki jo je časovnik sposoben generirati (ob predpogoju, da je D = 0,5). Glede na podatka, da je v eni periodi 3600 vzorcev in pri predpostavljeni/želeni frekvenci izhodnega signala 50 Hz, bi morala biti vrednost registra periode po enačbi: 82 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmiinike fio - ^MHz =44444 /ž-3600 50,00//z-3600 (5.1) V register je mogoče vpisati samo celi del zahtevane vrednosti. Opravimo obratno pot in dobili bomo dejansko frekvenco izhodnega signala za vpisano vrednost: 1 _ 444-3600 _ 444-3600 fž_pov " fio ~ 80M//z fI0 = 80M//Z /*-/w 444.3600 444.36OO Dobljena frekvenca se zelo približa frekvenci omrežne napetosti, po stabilnosti jo celo prekaša. Vendar pa je bila ena od zahtev vira, da mora imeti frekvenco nastavljivo v koraku po 0,01 Hz, kar daleč presega normalno obratovanje časovnika. Rešitev opisanega problema je v spreminjanju vrednosti registra periode za manj kot eno enoto, kar pa seveda ni mogoče. Mogoče pa je spreminjati vrednost registra periode delu vzorcev v eni periodi referenčnega signala. Če bi tako recimo želeli imeti povprečno vrednost registra periode (čez eno periodo izhodnega signala) točno 444,5 (kar bi dalo frekvenco 49,994 Hz), bi zadostovalo, da je polovica vzorcev v periodi izhodnega signala oddana/sinhronizirana na časovnik, ki deluje s periodo 444, druga polovica pa na vrednost 445. Pri tem bi morale biti različne vrednosti časovnika porazdeljene enakomerno po periodi, da povzročajo čim manjše harmonsko popačenje signala. Glede na postavljeno zahtevo, da mora biti najmanjša sprememba frekvence 0,01 Hz je najmanjša zahtevana sprememba registra periode 0,08 enote. Na srečo je vrednost frekvence stalna, ali pa se le redko spreminja (z zornega kota DSP mikrokrmilnika). Frekvenca se v DSP vpiše pomnožena s 100 (recimo 50,01 Hz je predstavljeno kot 5001). Posebna funkcija skrbi za preračun te vrednosti v osnovno vrednost registra periode časovnika (za dan primer je to 444). Sprememba preostalega dela vrednosti, s katero je potrebno inicializirati register periode časivnika, je dosežena tako, da je izhodni referenčni signal razdeljen na 72 enakih skupkov. Kratek izračun nam pove, da je v enem skupku grupiranih 50 vzorcev. Tem petdesetim vzorcem je prirejena še ena posebna tabela z ravno tako 50-imi vzorci, ki imajo lahko vrednost ena ali nič. Prvemu vzorcu v skupku uref signala ustreza prvi vzorec v tej posebni tabeli. Če je prebrana vrednost iz tabele enaka nič, se v naslednjem ciklu register periode časovnika inicializira z osnovno vrednostjo (za dan primer ponovno 444). Če pa je prebrana vrednost ena, se register periode inicializira na vrednost, ki je za ena večja od osnovne izračunane vrednosti (oziroma 445). = 0,01998^, (5.2) = 50,05Hz. 83 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike Če bi na primer bilo v posebni tabeli petdesetih vzorcev devetinštiridesetim vzorcem prirejena vrednost nič in le enemu vzorcu vrednost ena, bi zaradi pogoja, da eno periodo izhodnega signala uref sestavlja 72 skupkov, od katerih vsi uporabljajo isto posebno tabelo, bil časovnik v eni periodi 3528-krat (= 72 * 49) inicializiran na osnovno vrednost registra periode (oziroma 444 za dan primer) in 72-krat (= 72 * 1) inicializiran na povečano vrednost registra periode (oziroma 445). Skupna povprečna vrednost registra periode časovnika bi bila čez vseh 3600 vzorcev enaka vrednosti 444,02, ki pretvorjena v frekvenco, da 50,048 Hz. Podobno bi za primer, ko bi bila v posebni tabeli oseminštiridesetim vzorcem prirejena vrednost nič in dvema vzorcema vrednost ena, bi bil register periode časovnika incializiran na povprečno vrednost 444,04, generator frekvence pa bi oddajal signal s frekvenco 50,045 Hz. Če preračunamo vrednosti iz podanih dveh primerov, lahko zaključimo, da je na ta način mogoče spreminjati vrednost registra periode za 72 / 3600 ali 0,02, ki ponovno pretvorjeno v frekvenco da Af= 0,003 Hz. S to natančnostjo je mogoče nastaviti tudi želeno frekvenco. Funkcija za izračun osnovne vrednosti registra periode opravlja tudi izbiro posebne tabele za spreminjanje registra periode. DSP ima na razpolago 50 različnih tabel, v katerih je osnovna vrednost registra lahko inkrementirana od 0-krat pa do 49-krat in izmed katerih lahko izbere tisto, ki se zahtevani frekvenci najbolj približa. Ker preračunana najmanjša sprememba frekvence ni celi delitelj koraka frekvence, ki jo lahko vnese uporabnik, je največji pogrešek frekvence lahko kvečjemu 0,002 Hz. Opisani način spreminjanja frekvence je bil izbran zato, da se "utripanje" časa trajanja vzorcev enakomerno porazdeli po celotni periodi signala in ne povečuje celotnega harmonskega popačenja vhodnih in izhodnih signalov. Ima pa nekatere posledice tudi za vsebnost višjeharmonskih komponent v referenčnem signalu uref in v korekcijskem signalu ukor. Referenčni signal je sestavljen iz 3600 vzorcev, posledično lahko sklepamo, da bo v njem lepo viden ravno ta mnogokratnik osnovne frekvence. Na žalost tega ne morem pokazati na sliki, ker je merilna oprema omogočala zajemanje frekvenčnega spektra le do frekvence 102 kHz, 3600-ti mnogokratnik osnovnega signala 50 Hz pa bi se nahajal na frekvenci 180 kHz in tudi ko bi merilna oprema to omogočala ostane vprašanje, če bi bil ta mnogokratnik še viden. Drugi mnogokratnik, oziroma motnja v frekvenčnem spektru signala, ki jo lahko napovem, vendar je ni mogoče videti, je dvojni vrh pri frekvenci 50 Hz. Nastane zaradi spreminjanja osnovne frekvence, oziroma zaradi nihanja periode okrog povprečne vrednosti. Slika 5.4 kaže frekvenčni spekter sinusnega signala napetosti s frekvenco 50,0625 Hz, ki je bila generirana na opisan način in natančneje s spreminjanjem frekvence vzorcev med vrednostma 50,000 Hz (sliki 6.2.a in 6.2.b) in 50,125 Hz (sliki 6.2.c in 6.2.d). 84 Programi za nadzorni in korekcijske DSP mikrokrmilnike -20 -40 -60 -80 50,0625 Hz 50,000 Hz \ IMp^\mM\i%I4m^I 49,0 49,2 49,4 49,6 ',8 50,0 50,2 50,4 50,6 50,8 51,0 f/Hz Slika 5.4: Generiranje poljubne želene frekvence Korekcijski signal ukor ima obe opisani popačitvi in še eno dodatno. Le-to povzroča korak korekcije oziroma število skupkov povprečenih vzorcev v eni periodi. Tako recimo za 40 vzorcev v skupku, kar ustreza 90-im skupkom v periodi, in osnovno frekvenco 50 Hz, dobimo frekvenco popačitve 4,5 kHz (slika 5.5), ki pa se zaradi delovanja sistema razdeli na dve bočni, za osnovno frekvenco (50 Hz) premaknjeni, komponenti [27, 28]. 4000 4200 4400 4600 4800 5000 5200 5400 5600 Slika 5.5: Motnji v frekvenčnem spektru signala zaradi koraka korekcije 85 Rezultati 6. Rezultati Vse meritve v časovnem prostoru so bile opravljene z 200 MHz štirikanalnim osciloskopom LeCroy 9304C. Vse meritve v frekvenčnem prostoru pa z dinamičnim signalnim analizatorjem HP 35665A. Za merjenje oblike toka so bile uporabljene tokovne klešče Tektronix A6302 z ojačevalnikom AM 503. Referenčni signal, ki je bil pripeljan na vhod napetostnega vira (oziroma virov) eksperimentalnega modela umerjevalnega vira za števce električne energije, je vedno sestavljen iz 3600 vzorcev na periodo. Korekcijski signal je v osnovi ravno tako sestavljen iz 3600 vzorcev na periodo, vendar korekcija deluje s korakom 40 vzorcev, kar pomeni, da zavzame 40 vzorcev enako vrednost. Posledično je korekcijski signal sestavljen samo še iz 90 različnih vzorcev. Razmere kažejo slike 6.1.a do 6.1.e. Korak korekcije pa je lepo viden tudi na slikah 6.9.a ali 6.10.a. Ohmsko breme je imelo vedno upornost 920 Q. Uporabljeni števci za obremenjevanje posamezne faze so imel ti. "kondenzatorski napajalnik", ki je zaradi svoje izrazito nelinearne karakteristike (do sedaj) najzahtevnejše breme, ki je bilo in bo priključeno na napetostni vir. Obliko toka, ki teče iz vira v takšen števec, kaže slika 6.5.a (in tudi 6.6.b ter 6.7.b). 86 Rezultati Slika 6.1.a: Referenčna, korekcijska in dejanska napetost ene faze, ohmsko breme {k, = 2 ms/rd, kU2,3 = 2 V/rd, kU4 = 100 V/rd) Slika 6.1 .b: Dejanske napetosti, vse tri faze, ohmska bremena (k, = 5 ms/rd, fru2,3.4 = 2 V/rd) i o o -20 -J -30 -40 -50 -60 -80 - -90 Wt«V'*»»tf*v*«*V%»V"''vw/^^ 2000 3000 4000 5000 6000 ^1-10 -20 J -30 -40 -f -50 J -80 -90 Slika 6.1 .c: Frekvenčni spekter referenčne napetosti ^'M4**a*Wy^**oi/J«*^ 1000 3000 4000 5000 6000 iT10 5| o -10 -20 -30 -40 Slika 6.1.d: Frekvenčni spekter korekcijske napetosti -60 -70 -80 *M**m*J^ 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 Slika 6.1 .e: Frekvenčni spekter dejanske napetosti Kot komentar k zgornjim slikam lahko dodam samo, da je logično, da bo frekvenčni spekter dejanske zajete napetosti "približna" vsota frekvenčnih spektrov referenčne in korekcijske napetosti. Približna pa zato, ker korigiran sistem sam vnaša določene dodatne komponente v vsoto frekvenčnih spektrov in duši nekatere druge obstoječe komponente. Sliki 6.2.b in 6.2.d kažeta v poglavju 5.2.2. (Podprogram izračuna frekvence) obravnavana primera inicializacije časovnika z dvema različnima temeljnima vrednostima z razliko ene enote. Sliki kažeta razmere oziroma frekvenco, ki jo je sistem sposoben generirati, če ne uporablja metode preskakovanja časa med vzorci. 87 Rezultati Slika 6.3.a: Referenčna napetost s superponirano tretjo harmonsko komponento (l/3 = 0,1*Uf) (k, = 5 ms/rd,/fu2.3 = 2 V/rd) | ° -20 •40 j -60 -80 -100 -120 -140 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 Slika 6.3.b: Frekvenčni spekter referenčne napetosti s superponirano tretjo harmonsko komponento (U3 = 0,1*1/*) Slika 6.4.a: Referenčna napetost s superponirano tretjo in deveto harmonsko komponento (U3 = 0,VU1t U9 = 0,1*1/*) {k, = 5 ms/rd, fcU2.3 = 2 V/rd) o -20 -40 -60 -80 100 120 140 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 Slika 6.4.b: Frekvenčni spekter referenčne napetosti s superponirano tretjo in deveto harmonsko komponento (U3 = 0,1*1/*, U9 = 0,1*Uf) Slike na naslednji strani kažejo odziv korekcije na referenčno napetost z dodanimi visjeharmonskimi komponentami na napetostnem viru, obremenjenim samo z ohmskim bremenom ali s tremi števci električne energije. Tok na sliki 6.5.a ima koeficient 0,1 A/razdelek, na preostalih štirih slikah pa 0,2 A/razdelek. 89 Rezultati freq(3) JU1 freq(3> nn 58.11 Hz 5 pis 1 .2 V OC I .2 V DCtB 3 .2 V OČES 4 .2 V DCJg 3 HFREJ 1.03 V 298 kS/s D STOPPED Slika 6.2.a: Dejanske napetosti, vse tri faze, frekvenca 50,000 Hz, ohmska bremena (k, = 5 ms/rd, kU2,3A = 2 V/rd) u -20 -40 -60 -80 100 1?n ¥f*w U^AAik^^ Slika 6.2.b: Frekvenčni spekter dejanske napetosti, frekvenca 50,000 Hz, ohmsko breme 5 ms 1 .2 V DC 0 .2 V OttS 3 .2 V KIS 4 .2 V DCEg 3 HFREJ 1.88 V 288 KS/S D STOPPED Slika 6.2.c: Dejanske napetosti, vse tri faze, frekvenca 50,125 Hz, ohmska bremena (/c, = 5ms/rd, ku2,3,4 = 2 V/rd) o -20 -40 -60 -80 -100 -120 Mhrm 49 49 50 50 51 51 52 52 53 /7 Hz Slika 6.2.d: Frekvenčni spekter dejanske napetosti, frekvenca 50,125 Hz, ohmsko breme Sliki 6.3.a in 6.4.a kažeta rezultat oblikovanja referenčne napetosti z dodanimi višjeharmonskimi komponentami in pripadajoča frekvenčna spektra. Za primerjavo je na slikah prikazan tudi idealen sinusni signal. Amplituda osnovne sinusne komponente obeh signalov je enaka. 88 Rezultati Slika 6.7.a: Referenčna napetost s superponirano tretjo in deveto harmonsko komponento {U3 = 0,1*1/,, U9 = 0,1*1/,), korekcijska in izhodna napetost ter tok skozi ohmsko breme {k, = 2 ms/rd, kU2 = 2 V/rd, kU3 = 2 V/rd, kU4 = 100 V/rd, k, = 200 mA/rd) Slika 6.7.b: Referenčna napetost s superponirano tretjo in deveto harmonsko komponento (U3 = 0,1*1/,, U9 = 0,1*(/t), korekcijska in izhodna napetost ter tok skozi tri števce {k, = 2 ms/rd, /cu2 = 2 V/rd, /cU3 = 2 V/rd, /cU4 = 100 V/rd, k, = 200 mA/rd) Slika 6.8.a kaže referenčno sinusno napetost s frekvenco 500 Hz, ki je bila oblikovana kot višjeharmonska komponenta, torej s preskakovanjem vzorcev na vsakega desetega iz tabele osnovnega sinusnega signala. Amplituda osnovne komponente (50 Hz) je bila nastavljena na vrednost nič, amplituda desete harmonske komponente pa je bila nastavljena na vrednost, ki je enaka amplitudi primerjalnega sinusa. Na sliki se lahko opazi korak tako oblikovanega signala, katerega perioda je sedaj sestavljena iz samo 360 različnih vzorcev. Slika 6.8.a: Referenčna napetost s frekvenco 500 Hz, oblikovana kot 10. višjeharmonska komponenta (kt = 2 ms/rd, ku2 = 2 V/rd, ku3 = 2 V/rd) o 20 -40 -60 -80 -100 -120 -140 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 Slika 6.8.b: Frekvenčni spekter referenčne napetosti s frekvenco 500 Hz, oblikovane kot 10. višjeharmonska komponenta 91 Rezultati 7-May-64 12:57:21 i----------1 2 rts 1.00 V 2 ns 50 V 2 ms : 2.88 'J 2 ns 10.0nV 2 ris D ■ 1 V DCEjS 2 5 V KJi 3 .2 V BCtS 4 10 inV DCE ---------S \ *>l s \t< ik 3 HFREJ 0.00 V 500 KS/s D STOPPED Slika 6.5.a: Referenčna, korekcijska in dejanska napetost ter tok skozi tri števce (k, = 2 ms/rd, kui = ^ V/rd, kU2 = 50 V/rd, /cU3 = 2 V/rd, k, ■ 100mA/rd) 40 20 0 -20 -40 -60 -80 -100 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 flHz Slika 6.5.b: Frekvenčni spekter izhodne napetosti vira obremenjenega s tremi števci 14-May :39: 1 10 iW nr? 258 K S/s 2 .2 V DCSS 3 .2 V te,« D STOPPED 0 i v KJg Slika 6.6.a: Referenčna napetost s superponirano tretjo harmonsko komponento (U3 = 0,1*Uf), korekcijska in izhodna napetost ter tok skozi ohmsko breme (k, = 2 ms/rd, kU2 = 2 V/rd, /cu3 = 2 V/rd, /fU4= 100 V/rd, k, = 200 mA/rd) 2 HFREJ 0 Slika 6.6.b: Referenčna napetost s superponirano tretjo harmonsko komponento {U3 = 0,1*1/*), korekcijska in izhodna napetost ter tok skozi tri števce {k, = 2 ms/rd, kU2 = 2 V/rd, kU3= 2 V/rd, /cU4 = 100 V/rd, /c, = 200 mA/rd) 90 Rezultati Slike na naslednji strani kažejo frekvenčne spektre dejanske napetosti neobremenjenega, ohmsko obremenjenega ter s tremi števci obremenjenega napetostnega vira. Vhodna referenčna napetost je bila sinusne oblike z amplitudo 6,7 V, izbrano je bilo 320 V območje delovanja, amplituda izhodne napetosti pa je bila cca. 214 V. K vsaki sliki je pripisano tudi celotno harmonsko popačenje do 25. višjeharmonske komponente v zajetem signalu, ki ga je izračunaval merilni inštrument. Lepo je viden vpliv korekcije na zmanjšanje THD-\a, ko je vir neobremenjen ali pa obremenjen s tremi števci električne energije. Povečanje THD-ja pri priključitvi ohmskega bremena na vir in pri aktivni korekciji (sliki 6.12.a in 6.12.b) je mogoče pripisati nepravilno izbranim parametrom korekcije (glej tretje poglavje), ki v danem primeru sistemu bolj škodi kot koristi. 93 Rezultati Naslednji sliki kažeta delovanje korekcije v primeru, ko napetostni vir nima zagotovljene dovolj visoke napajalne napetosti. Potlačen vrh izhodnega signala poskuša korekcija izravnati s povečevanjem korekcijske napetosti. Korekcijska napetost bi v prikazanem primeru prej ali slej postala kvadratne oblike, ker napake ni mogoče odpraviti. Slika 6.9.a: Referenčna, korekcijska in dejanska napetost pri premajhni napajalni napetosti {k, = 2 ms/rd, kU2 = 2 V/rd, kU3 = 2 V/rd, kU4 * 100 V/rd) flHz Slika 6.9.b: Frekvenčni spekter korekcijske napetosti pri premajhni napajalni napetosti Slika 6.10.a kaže nepravilno delovanje korekcije kot posledico napačno izbranega faznega premika korekcijskega signala, ki ga opravlja prediktivni člen zk oziroma z 9, kot je bilo prikazano v tretjem poglavju. 13-May-94 14:80:24 2 ms 5.0 V —Ut& \ *** vse*" ~wl Fv uu» *vA \ a udej i —' 1.1 V DC S .2 V OCEjJ 100 K S/s 3 .5 V DCfjJ _J 3 HFfiEJ 0.0 V 4 1 V DCES, D STOPPED Slika 6.10.a: Referenčna, korekcijska in dejanska napetost pri nepravilnem delovanju korekcije {k, = 2 ms/rd, ku2 = 5 V/rd, kU3 = 2 V/rd, *