Kosta Kovačič Integriran mikrosistem za brezkontaktno identifikacijo in beleženje Doktorska disertacija Kosta Kovačič Mentor: izr. prof. dr. Anton Pleteršek Integriran mikrosistem za brezkontaktno identifikacijo in beleženje Doktorska disertacija Kazalo vsebine 1 Okrajšave..........................................................................................................................................9 Povzetek...........................................................................................................................................11 Abstract.............................................................................................................................................12 2 Uvod...............................................................................................................................................13 3 Stanje tehnike.................................................................................................................................16 3.1 Avtomatična identifikacij a......................................................................................................16 3.2 RFID.......................................................................................................................................18 3.2.1 Zgodovina razvoja RFID sistemov.................................................................................18 3.2.2 Lastnosti RFID sistemov.................................................................................................19 3.2.3 Pasivni 13,56 MHz RFID sistemi...................................................................................22 3.2.4 ISO 15693.......................................................................................................................27 3.2.5 RFID značke s senzorji...................................................................................................32 3.3 Podatkovni sledilniki..............................................................................................................34 3.3.1 Analogno digitalni pretvorniki........................................................................................35 3.3.1.1 Bliskovni (flash) pretvorniki...................................................................................36 3.3.1.2 Pretvorniki s postopnim približevanjem (successive approximation).....................37 3.3.1.3 Algoritmični pretvorniki..........................................................................................37 3.3.1.4 Cevovodni pretvorniki (pipeline)............................................................................38 3.3.1.5 Integracij ski pretvorniki..........................................................................................38 4 Integriran mikrosistem za brezkontaktno identifikacijo in beleženje.............................................40 4.1 Struktura mikrosistema...........................................................................................................40 4.1.1 RF AE - radij sko frekvenčna analogna enota.................................................................41 4.1.1.1 Usmernik.................................................................................................................43 4.1.1.2 Napetostni omejevalnik...........................................................................................43 4.1.1.3 Regulator napetosti..................................................................................................45 4.1.1.4 Demodulator............................................................................................................45 4.1.1.5 Izločevalnik (rekonstruktor) urinega signala...........................................................46 4.1.1.6 Bandgap referenca...................................................................................................47 4.1.1.7 Bremenski modulator..............................................................................................47 4.1.2 RF DE - radij sko frekvenčna digitalna enota.................................................................48 4.1.2.1 Dekodirnik...............................................................................................................49 4.1.2.2 Sprejemni oblikovalnik (RX framer)......................................................................50 4.1.2.3 Enota za izvajane ukazov........................................................................................51 4.1.3 Napajalni sklop...............................................................................................................52 4.1.3.1 Enota za izbiro napajanja........................................................................................53 4.1.3.2 Bandgap napetostna referenca in POR....................................................................55 4.1.3.3 Napetostni dvojilnik................................................................................................56 4.1.3.4 Časovnik..................................................................................................................56 4.1.3.5 Generator enosmernih tokov...................................................................................58 4.1.4 Merilna enota..................................................................................................................58 4.1.4.1 Krmilno vezje..........................................................................................................59 4.1.4.2 Temperaturni senzor................................................................................................60 4.1.4.3 Vmesnik za zunanje senzorje..................................................................................60 4.1.4.4 Analogni multiplekser.............................................................................................61 4.1.4.5 Analogno digitalni pretvornik.................................................................................61 4.1.4.6 Oscilator..................................................................................................................62 4.2 Podrobni opisi sklopov in algoritmov.....................................................................................64 4.2.1 Zagotavlj anj e mikro porabe............................................................................................64 4.2.2 Meje zniževanja porabe pri analognih vezij....................................................................68 4.2.3 Vpliv zniževanja napajalne napetosti..............................................................................70 4.2.4 Razvoj optimiranih sklopov............................................................................................72 4.2.4.1 Napetostni dvojilnik................................................................................................72 4.2.4.2 Časovno distribuirano vključevanje funkcij............................................................74 4.2.4.3 Enota za izbiro napajanja........................................................................................77 4.2.5 Zajemanje senzorskih podatkov......................................................................................83 4.2.5.1 Integrirani temperaturni senzor...............................................................................83 4.2.5.2 Bandgap napetostna referenca.................................................................................88 4.2.5.3 Bandgap napetostna referenca v merilni enoti........................................................92 4.2.5.4 Analogno digitalni pretvornik.................................................................................95 4.2.5.5 Vzorčenje in pretvorba temperaturne napetosti.....................................................103 4.2.5.6 Vezje za zajemanje signalov zunanjih senzorjev..................................................105 4.2.6 Napredne funkcije beleženja.........................................................................................109 4.2.6.1 Gosto beleženje.....................................................................................................110 4.2.6.2 Beleženje in števci podatkovnih točk izven meja.................................................112 4.2.6.3 Zaščita podatkov....................................................................................................115 4.3 Rezultati meritev in sklep.....................................................................................................117 4.3.1 Meritve temperaturnih lastnosti analognih funkcij.......................................................119 4.3.2 Meritve sipanja temperaturne pretvorbe.......................................................................126 4.3.3 Meritve kalibracije temperaturnega koeficienta bandgap vira......................................128 4.3.4 Sklep..............................................................................................................................130 5 Izvirni znanstveni prispevki.........................................................................................................133 Zahvala...........................................................................................................................................134 Izjava..............................................................................................................................................135 6 Literatura......................................................................................................................................136 Kazalo ilustracij Slika 1: Avtomatična identifikacija....................................................................................................17 Slika 2: 1-bitna RFID značka.............................................................................................................19 Slika 3: Več bitna RFID značka za 13,56 MHz področje..................................................................19 Slika 4: RFID značka za identifikacijo živali, ki deluje na področju 135 kHz..................................20 Slika 5: RFID značka za mikrovalovno področje...............................................................................21 Slika 6: Ekvivalentno vezje magnetno sklopljenih tuljav..................................................................23 Slika 7: Ekvivalentno vezje magnetno sklopljene antene izpraševalnika in antene RFID značke.....24 Slika 8: Polnovalni usmernik s tranzistorji.........................................................................................26 Slika 9: Polnovalni usmernik s Schotty diodami................................................................................27 Slika 10: Osnovno Manchester kodiranje, Manchester kodiranje z enim podnosilcem in Manchester kodiranje z dvema podnosilcema.......................................................................................................29 Slika 11: Trčenje odgovorov RFID značk..........................................................................................29 Slika 12: Zaznavanje trčenja s kršitvijo kodiranja bitov v primeru Manchester kodiranja s podnosilcem........................................................................................................................................30 Slika 13: Odgovarjanje značk v časovnih oknih v primeru ukaza Inventory.....................................31 Slika 14: Blokovna shema integriranega mikrosistema za brezkontaktno identifikacijo in beleženje(SAL)...................................................................................................................................41 Slika 15: Blokovna shema radijsko frekvenčne analogne enote........................................................42 Slika 16: Časovni potek signalov v demodulacijskem vezju.............................................................46 Slika 17: Blokovna shema radijsko frekvenčne digitalne enote.........................................................48 Slika 18: SOF in EOF simboli za kodirno shemo "1 out of 256" in "1 out of 4"...............................49 Slika 19: Diagram prehajanja stanj enote za izvrševanje ukazov.......................................................52 Slika 20: Blokovna shema napajalnega sklopa integriranega vezja...................................................53 Slika 21: Blokovna shema enote za izbiro napajanja.........................................................................54 Slika 22: Napajalna napetost in POR signal.......................................................................................55 Slika 23: Blokovna shema časovnika.................................................................................................57 Slika 24: Blokovna shema merilne enote...........................................................................................59 Slika 25: Sistemski oscilator..............................................................................................................62 Slika 26: Primera tankoplastnih tiskanih baterij.................................................................................64 Slika 27: Krivulja praznjenja baterije TBT 1.5-25-AL pri različnih temperaturah in konstantnem toku 130 pA.......................................................................................................................................65 Slika 28: Kapaciteta baterije TBT 1.5-25-AL v odvisnosti od bremenskega toka.............................66 Slika 29: Meritev padca izhodne napetosti baterije TBT 1.5-25-AL pri simuliranem poteku algoritma za beleženje........................................................................................................................67 Slika 30: Izsek simuliranega poteka algoritma za beleženje..............................................................68 Slika 31: Shema napetostnega dvojilnika...........................................................................................72 Slika 32: Simulacija napetostnega dvojilnika - prikazani so procesni robovi pri bremenskem toku 5 pA in napajanju 1,1 V.........................................................................................................................73 Slika 33: Simulacija vklopa integriranega vezja ob RFID ukazu za meritev temperature.................74 Slika 34: Algoritem za vklop mikrosistema ob zaznavi RF polja......................................................76 Slika 35: Algoritem za vklop mikrosistema ob prekinitvi časovnika.................................................77 Slika 36: Blokovna shema preklopnika izvora napajanja...................................................................78 Slika 37: Potek izbire napajanja pri nezadostni baterijski napetosti..................................................80 Slika 38: Potek izbire napajanja pri zadostni baterijski napetosti......................................................81 Slika 39: Shema preklopnika izvora napajanja..................................................................................82 Slika 40: Napetost prevodno polariziranih spojem emitor-baza dveh bipolarnih tranzistorjev in njuna razlika.......................................................................................................................................83 Slika 41: Integrirani temperaturni senzor...........................................................................................84 Slika 42: Simulacija temperaturnega senzorja v odvisnosti od temperature in tolerance integriranih uporov.................................................................................................................................................87 Slika 43: Referenčni viri v [4]............................................................................................................90 Slika 44: Primer bandgap generatorja................................................................................................91 Slika 45: Referenčni vir napetosti z izhodno napetostjo 460mv v sistemu SAL...............................93 Slika 46: Izhodna napetost bandgap napetostne reference v odvisnosti od temperature toleranc integriranih uporov.............................................................................................................................94 Slika 47: Simulacija nastavljanja referenčne napetosti za AD pretvornik.........................................95 Slika 48: Levo - pretvornik z dvojnim naklonom, kjer je faza s konstantno periodo integriranje referenčne napetosti............................................................................................................................96 Slika 49: Potek integracijske napetosti analogno digitalnega pretvornika z dvojnim naklonom.......97 Slika 50: Shema analognega dela analogno digitalnega pretvornika z dvojnim naklonom...............98 Slika 51: Potek integracijske napetosti v izboljšanem analogno digitalnem pretvorniku z dvojnim naklonom............................................................................................................................................99 Slika 52: Simulacija analogno digitalnega pretvornika pri normalnih delovnih pogojih.................100 Slika 53: Simulacija analogno digitalnega pretvornika pri prenizki referenčni napetosti................101 Slika 54: Časovna simulacija izhodne napetosti temperaturnega senzorja z umetno vgrajeno napetostjo ničenja in toleranco integriranih uporov........................................................................103 Slika 55: Simulacija vzorčenja temperaturne napetosti....................................................................104 Slika 56: Analogni multiplekser z vzorčevalnikom.........................................................................105 Slika 57: Shema vezja za zajemanje zunanjih senzorjev..................................................................106 Slika 58: Simulacija algoritma za avtomatično nastavite ojačanja (AGC)......................................107 Slika 59: Prekinitveno vezje v SFE..................................................................................................108 Slika 60: Simulacija prekinitvenega vezja s kapacitivnim zunanjim senzorjem..............................109 Slika 61: Meje in pasovi...................................................................................................................113 Slika 62: Način beleženja temperature in časa z uporabo mej - zaradi preglednosti je prikazanih samo nekaj točk................................................................................................................................114 Slika 63: Beleženje prehodov mej....................................................................................................114 Slika 64: Tiskano vezje uporabljeno za merive mikrosistema SAL.................................................117 Slika 65: Fotografija RFID izpraševalnika uporabljenega pri meritvah...........................................117 Slika 66: Grafično okolje, ki je bilo razvito za testiranje funkcionalnosti beleženja.......................118 Slika 67: Izhodna napetost temperaturnega senzorja v prvem integriranem vezju..........................120 Slika 68: Nelinearnost temperaturnega senzorja v prvem integriranem vezju.................................120 Slika 69: Temperaturna odvisnost bandgap napetosti v prvem integriranem vezju.........................121 Slika 70: Temperaturna nelinearnost bandgap napetost v prvem integriranem vezju......................121 Slika 71: Rezultat pretvorbe temperature v digitalno vrednost pri prvem integriranem vezju........123 Slika 72: Nelinearnost analogno digitalne pretvorbe temperature pri prvem integriranem vezju....123 Slika 73: Izhodna napetost temperaturnega senzorja v drugem integriranem vezju........................124 Slika 74: Nelinearnost temperaturnega senzorja v drugem integriranem vezju...............................124 Slika 75: Temperaturna odvisnost bandgap napetosti v drugem integriranem vezju.......................124 Slika 76: Temperaturna nelinearnost bandgap napetost v drugem integriranem vezju....................125 Slika 77: Rezultat pretvorbe temperature v digitalno vrednost pri drugem integriranem vezju......125 Slika 78: Nelinearnost analogno digitalne pretvorbe temperature pri drugem integriranem vezju..126 Slika 79: Absolutna vrednost temperature izmerjena z 8 mikrosistemi SAL...................................127 Slika 80: Nelinearnost pretvorbe temperature pri 8 mikrosistemih SAL.........................................128 Slika 81: Meritev bandgap napetosti pred kalibracijo......................................................................129 Slika 82: Meritev bandgap napetosti po kalibraciji..........................................................................129 Slika 83: Meritev bandgap napetosti pri treh kalibracijskih kodah..................................................130 Slika 84: Fotografija izdelanega testnega integriranega vezja (levo) in njegova geometrija (desno) ..........................................................................................................................................................131 Kazalo tabel Tabela 1: Podatkovne hitrosti značk skladnih z ISO 15693 standardom...........................................28 Tabela 2: Zgradba „Custom" ukazov v ISO 15693............................................................................32 Tabela 3: Tabela RFID ukazov definiranih v integriranem vezju......................................................50 Tabela 4: Oblika začetnega časa.......................................................................................................111 Tabela 5: Gosti način beleženja z integriranim senzorjem temperature...........................................111 Tabela 6: Gosti način beleženja z integriranim senzorjem in zunanjimi senzorji............................112 Tabela 7: Način beleženja izven meja.............................................................................................113 Tabela 8: Gesla za zaščito pred branjem in pisanjem......................................................................115 Tabela 9: Rezultati meritev prvega integriranega vezja...................................................................119 Tabela 10: Rezultati meritev drugega integriranega vezja...............................................................122 1 Okrajšave RFID brezkontaktna identifikacija (Radio Frequency Identification) H magnetna polj ska j akost B gostota magnetnega pretoka

R, w L' +- Rl 1 V 13,56 MHz značkah je običajno uporabljen polnovalni usmernik, ki je tipično narejen iz tranzistorjev (slika 8). Lahko je tudi narejen iz Schotty diod (slika 27), če to omogoča uporabljena tehnologija. Prenos podatkov, od izpraševalnika proti znački, se vrši z amplitudno modulacijo z indeksom od 10% do 30%, ali pa z amplitudno modulacijo z indeksom 100% (OOK - On Off Keying). Prenos podatkov v drugo smer (od značke do izpraševalnika), se vrši z bremensko modulacijo, kar pomeni da značka spreminja breme v odvisnosti od modulacijskega signala. Spreminjanje bremena se na izpraševalniku izkazuje kot amplitudna modulacija. 3.2.4 ISO 15693 ISO 15693 je eden izmed mednarodnih standardov za tehnologijo RFID s srednjim dometom (vicinity) Največji domet je nekje med 1 m in 1,5 m. Nosilna frekvenca za prenos energije in podatkov je 13,56 MHz ±7 kHz. Antena izpraševalnika in antena značke sta magnetno sklopljeni. Za prenos podatkov, od izpraševalnika proti znački, se uporablja amplitudna modulacija z indeksom 10 % do 30 % ali amplitudna modulacija z indeksom 100 % (OOK - On Off Keying). Magnetna poljska jakost (H) v katerem mora značka delovati je definirana od 0,15 A/m do 5 A/m. Proizvajalec izpraševalnikov pa mora tudi zagotoviti, da je magnetno polje, v specificiranem volumnu, znotraj teh omejitev. Za kodiranje bitov v prenosu podatkov, od izpraševalnika proti znački, je uporabljena pulzno pozicijska modulacija (PPM). Predpisani sta modulacijski shemi, ki jih morajo biti zmožne dekodirati značke. Prva je 1 od 256, kjer je vrednost enega byta zakodirana s pozicijo enega pulza širine 9,44 ^s znotraj okna dolžine 4,883 ms. Okno je razdeljeno na 256 časovnih razdelkov po 18,88 ^s, kar rezultira v podatkovni hitrosti 1,65 kbit/s. Drug tip PPM modulacije je 1 od 4, kjer pozicija enega pulza kodira 2 bita. Znotraj časovnega okna 2 bitov (75,52 p,s) so določene 4 možne pozicije pulza širine 9,44 p,s, kjer vsaka pozicija pomeni 00, 01, 10 ali 11. Rezultirajoča podatkovna hitrost v tem primeru je 26,48 kbit/s. Komunikacija, od izpraševalnika proti znački, je organizirana v okvire, kjer se vsak okvir začne z začetnim simbolom (SOF - Start Of Frame) in konča s končnim simbolom (EOF - End Of Frame). Integriteta prenosa podatkov je zaščitena s 16-bitnim CRC. Prenos podatkov, od značke proti izpraševalniku, se vrši z bremensko modulacijo nosilca, ki ga generira izpraševalnik. Nosilna frekvenca se modulira z dodajanjem bremena, kjer se uporablja dodatna frekvenca podnosilca. Uporabljena je lahko samo ena podnosilna frekvenca (423,75 kHz oz. fc/32) ali dve podnosilni frekvenci (423,75 kHz oz. f- To +f >n (To)+f m (£ (19) T - temperature v stopinjah Kelvinov, T0 - referenčna temperatura, Ugo - bandgap napetost ekstrapolirana v absolutni ničli, k - Boltzmannova konstanta, q - naboj elektrona, n - konstanta, ki je odvisna od zgradbe elementa (diode ali bipolarnega tranzistorja). Ube napetost ima nelinearno odvisnost od temperature. Odvisnost lahko lineariziramo, če primerjamo dve Ube napetosti [21] pri različnih tokovih. V tem primeru dobimo enačbo: ^ UBE = fln (£ AUbe - razlika dveh Ube napetosti pri različnih tokovih, Ici - tok v prevodni smeri na prvem PN spoju, Ic2 - tok v prevodni smeri na drugem PN spoju. Integrirani temperaturni senzor je podrobno predstavljen v poglavju 4.2.5.1. 4.1.4.3 Vmesnik za zunanje senzorje (20) Ob morebitni zahtevi po beleženju drugih fizikalnih pogojev v aplikaciji, je potrebno na integrirano vezje priključiti dodaten senzor, ki ima analogno izhodno veličino. Integriran vmesnik za zunanje senzorje lahko za vhodno veličino sprejme: napetost, tok, upornost (oz. prevodnost) ali kapacitivnost. Glavna zahteva, pri načrtovanju vmesnika za zunanje senzorje, je bila fleksibilnost in možnost priključitve različnih tipov senzorjev. Vmesnik za zunanje senzorje je podrobno predstavljen v poglavju 4.2.5.6. 4.1.4.4 Analogni multiplekser Analogni multiplekser sestavljajo stikala analognih signalov in operacijski ojačevalnik, povezan v napetostni sledilnik. Izhod operacijskega ojačevalnika je priklopljen na vhod analogno digitalnega pretvornika. Na vhodu operacijskega ojačevalnika je tudi vezje, ki se uporablja za vzorčenje izhodnega signala temperaturnega senzorja in za vzorčenje signalov zunanjih senzorjev. Izhodni signal temperaturnega senzorja ima veliko AC komponento, katere amplituda je odvisna od ujemanja elementov na siliciju. Tukaj ima predvsem velik vpliv enosmerna premaknitev operacijskega ojačevalnika, ujemanje tokovnih slik in ujemanje bipolarnih tranzistorjev. AC komponenta ima obliko pravokotnega signala z izrazitim prehodnim pojavom. Prehodni pojav, ki lahko povzroči enosmerno premaknitev signala temperaturnega senzorja, odpravimo tako, da signal vzorčimo v stabilnem stanju. 4.1.4.5 Analogno digitalni pretvornik V tem integriranem vezju je uporabljen analogno digitalni pretvornik z dvojnim naklonom in kompenzacijo analogne premaknitve ter zakasnitve napetostnega primerjalnika. Sestava pretvornika je običajna. Analogni signal, ki ga želimo pretvoriti, je pripeljan na integrator. Izhod integratorja je naraščajoča ali padajoča napetost, katere naklon je določen z velikostjo vhodnega signala. Ta signal je pripeljan na napetostni primerjalnik, katerega izhod je nič, če je vhodni signal pod referenčnim signalom in ena, kadar je vhodni signal nad referenčnim signalom. Izhodni signal primerjalnika je pripeljan na krmilno vezje analogno digitalnega pretvornika, kjer je tudi števec časa. Analogno digitalni pretvornik je podrobno predstavljen v poglavju 4.2.5.4. 4.1.4.6 Oscilator Vir sistemske ure v integriranem vezju je relaksacijski oscilator, ki je do določene mere neodvisen od napajalne napetosti in temperature. Slika 25 prikazuje shemo oscilatorja. Referenčno napetost za oscilatorja dobimo na uporih r1 in r2. Kadar se napetost na kondenzatorju c3 dviguje, je sklenjeno stikalo s1, kadar pa napetost pada pa stikalo s2. Ko napetost na kondenzatorju c3 doseže referenčno napetost se stanje na izhodu napetostnega primerjalnika spremeni. Uporovno verigo r1-r2 in tokovne vire triml ter trim2 napaja enak tokovni vir. S tem dosežemo neodvisnost izhodne frekvence od velikosti toka. Če se bo povečal tok se bo povečalo tudi razmerje referenčnih napetosti. Žagasta napetost na kondenzatorju c3 se bo bolj strmo dvigala in padala. Referenčno napetost bi dosegla prej, kar pa bi dvignilo izhodno frekvenco. Vendar zaradi povečane razlike med referenčnima napetostima tudi žagasta napetost na kondenzatorju c3 potrebuje dalj časa, da doseže nivo referenčne napetosti. r52 vdda Slika 25: Sistemski oscilator Izhodno frekvenco oscilatorja je možno nastaviti s spreminjanjem razmerij tokovnih zrcal v podvezjih triml in trim2. 4.2 Podrobni opisi sklopov in algoritmov Analiza in razvoj sistema SAL je narejena na naslednjih omejitvah, predpostavkah in ciljih: • Zagotavljanje mikro porabe, • Mej e zniževanj a porabe pri analognih vezij, • Vpliv zniževanj a napaj alne napetosti, • Razvoj optimiranih sklopov, • Zajemanje senzorskih podatkov, • Napredne funkcije beleženja. 4.2.1 Zagotavljanje mikro porabe Nizka poraba integriranega vezja je ključna zahteva pri izdelavi majhnega in cenovno ugodnega končnega izdelka. Končni izdelek je v velikosti kreditne kartice. Majhna debelina kartic narekuje uporabo tankoplastnih tiskanih baterija. Glavna pomanjkljivost teh baterij je nizka kapaciteta, saj se le-ta giblje med 10 mAh in 30 mAh, pri površini 25 cm2. Druga pomanjkljivost je relativno visoka notranja upornost, ki je tudi odvisna od izhodnega toka. Upornost pri 1 mA izhodnega toka je približno 200 Q. Vendar pa te slabosti odtehta zelo majhna debelina, upogljivost baterij in seveda nizka cena. Debelina baterije znaša manj od 1 mm, baterije pa lahko prepogibamo brez poslabšanja lastnosti. Slika 26: Primera tankoplastnih tiskanih baterij V razvojnem postopku je bil uporabljen model TBT 1.5-25-AL, ki jo izdeluje podjetje Thin Battery Technologies Inc. Baterija je velikosti 50,8mm x 50,8 mm, debelina pa znaša 0,686 mm. Ostali podatki so: • Kemična sestava: Zn/MnO2, • Nominalna napetost: 1,5 V • Tipična kapaciteta: 30 mAh do napetosti 0,9 V pri konstantnem izhodnem toku 125 pA in temperaturi 21°C, • Temperaturno območje delovanja: -30°C do 54°C. Pri načrtovanju napajalnega sklopa integriranega vezja smo se opirali na podatke, ki so objavljeni v specifikacijah za baterijo TBT 1.5-25-AL, in na rezultate meritev, ki smo jih opravili z vzorcem baterije. Predvsem je tukaj, na kapaciteto baterije, pomemben vpliv pogojev delovanja. Slika 27 prikazuje krivulje praznjenja v odvisnosti od delovne temperature. Pomembna je tudi mejna napetost baterije, ki je lepo vidna na tej sliki. Slika 28 prikazuje odvisnost kapacitete od bremenskega toka. Iz slike lahko očitno razberemo, da je kapaciteta sorazmerna z bremenskim tokom. Slika 27: Krivulja praznjenja baterije TBT 1.5-25-AL pri različnih temperaturah in konstantnem toku 130 pA. Vir: TBT 1.5-25-AL, Intermediate Capacity Battery, Product specification, Thin Battery Technologies Inc. Glede na razpoložljive podatke v specifikacijah baterije smo se odločili za minimalno napajalno napetost integriranega vezja, ki znaša 1,2 V. Več kot očitno je namreč, da mora biti povprečni tok, ki teče v integrirano vezje, čim manjši. Meritve parametrov baterije smo omejili na meritev notranje upornosti baterije pri najvišjem pričakovanem toku v integriranem vezju. Najvišji tok teče v integrirano vezje takrat, ko se zažene vpisovanje podatkov v EEPROM. EEPROM spominska celica potrebuje za vpis podatka v plavajoča vrata MOS tranzistorja približno 14 V. Podatek je vpisan, ko se na plavajočih vratih nabere dovolj naboja, da ga je možno zaznati s pomočjo ojačevalnika. Plavajoča vrata spominske celice so galvansko ločena od preostalega vezja, zato je vpis možen le zaradi tunelskega efekta, ki je večji pri višji napetosti. Tipičen čas vpisa podatka v spominsko celico je 6 ms do 10 ms. Za doseganje napetosti 14 V, pri običajni napajalni napetosti modernih MOS tehnologij (3,3 V), je uporabljen napetostni množilnik. Cell Capacity vs Average Current Continuous Discharge (Constant Load) 0 H-*-*-*—.....i-*-*-*—*— i-*-*-*—..... 0.01 0.1 1 10 Average Current in mA Slika 28: Kapaciteta baterije TBT 1.5-25-AL v odvisnosti od bremenskega toka Vir: TBT 1.5-25-AL, Intermediate Capacity Battery, Product specification, Thin Battery Technologies Inc. Napetostni množilnik je sestavni del EEPROM celice, ki je v vezje vstavljen kot IP blok in na njegovo delovanje nimamo vpliva. Tokovne špice ob vklopu uporabljenega napetostnega množilnika dosegajo do 500 p,A, zato smo baterijo bremenili s takšnimi tokovnimi špicami. Z meritvami smo želeli doseči tipične pogoje delovanja integriranega vezja pri najmanjši periodi beleženja. Ob aktiviranju algoritma beleženja se najprej vklopi zajem podatka iz senzorja, kjer je večina toka enosmernega, nato pa se vklopi vpis podatka v EEPROM, kjer je večina toka v špicah (Slika 29). Slika 29: Meritev padca izhodne napetosti baterije TBT 1.5-25-AL pri simuliranem poteku algoritma za beleženje Signal 1 - krmilni signal, Signal 2 - bremenski tok merjen na 100 Q uporu, Signal 3 - izhodna napetost baterije Slika 30 prikazuje izsek simuliranega poteka algoritma beleženja. Ta simulira obremenitev baterije zaradi delovanja napetostnega množilnika. P 5.00V/ @ 50.Ov/ @ 500v/ 0 Slika 30: Izsek simuliranega poteka algoritma za beleženje Signal 1 - krmilni signal, Signal 2 - bremenski tok merjen na 100 Q uporu, Signal 3 - izhodna napetost baterije 4.2.2 Meje zniževanja porabe pri analognih vezij Eden od pristopov za zmanjšanje porabe digitalnih vezij je znižanje napajalne napetosti, saj je povprečna moč digitalnih vezij sorazmerna s kvadratom napajalne napetosti. Pri analognih vezjih ta povezava ne drži, saj v glavnem porabo določa razmerje med signalom in šumom (SNR) ter zahtevano pasovno širina. V analognih vezjih se porablja moč z namenom, da se signal drži nad nivojem termičnega šuma toliko, da se ohrani zahtevano razmerje med signalom in šumom [25]. To lahko prikažemo na primeru enojnega pola, ki je realiziran kot enostavni integrator s kondenzatorjem, katerega polni transkonduktančni ojačevalnik (celoten tok iz napetostnega vira teče v kondenzator) za tvorjenje sinusne napetosti določene frekvence prikazuje enačba: UB P = 8kT- f-SNR—B U v pp P - moč, k - Boltzmannova konstanta, T - temperatura, f - frekvenca sinusnega signala, SNR - razmerje med signalom in šumom, Ub - napajalna napetost, Upp - vršna napetost (peak-to-peak napetost). Iz enačbe vidimo, da je potrebna moč določena s frekvenco, torej pasovno širino, razmerjem med signalom in šumom ter z razmerjem napajalne napetosti in amplitude signala. Razvidno je tudi, da je pri načrtovanju vezij z nizko porabo, potrebno maksimalno povečati amplitudo signalov. Teoretično torej povečamo peak-to-peak amplitudo signala na napajalo napetost in dobimo enačbo: P = 8kT-f•SNR , (22) Iz enačbe 22 sledi, da je za povečanje razmerja med signalom in šumom za 10 dB potrebno povečati moč za 10 krat. . Potrebno moč (21) Enačbi 21 in 22 prikazujeta teoretično mejno moč, potrebno za doseganje zahtevane SNR in zahtevano pasovno širino signala. V realnosti nam tehnološke omejitve onemogočajo dosego teh teoretičnih mej, vendar če se držimo določenih napotkov, lahko minimiziramo porabo moči: 1. Kondenzatorji povečajo porabo moči, ki jo potrebujemo za dosego določene pasovne širine, zato je potrebno skrbno načrtati geometrijo, da zmanjšamo velikosti parazitnih kapacitivnosti na kritičnih poteh. 2. Moč, ki se porablja v vezjih za ustvarjanje enosmernih delovnih tokov (bias), je izgubljena. Zato je potrebno to moč zmanjšati, upoštevajoč dejstvo, da je pri množenju majhnih tokov tudi šum višji. 3. Signale je potrebno ojačati do nivoja napajalne napetosti kar se da hitro, nato pa obdržati nivo skozi celotno pot procesiranja signala. 4. Prisotnost dodatnih virov šuma, kot na primer 1/f šum, še dodatno poveča porabo moči v vezju. Zato mora biti pot za analogno procesiranje skrbno načrtovana brez nepotrebnih aktivnih filtrov in ojačevalnikov. 5. Zahteva po preciznosti vezij običajno pomeni večje strukture v geometriji in posledično tudi večje parazitne kapacitivnosti. 4.2.3 Vpliv zniževanja napajalne napetosti V prejšnjem poglavju smo pokazali, da pri analognih vezjih znižanje napajalne napetosti ne pomeni znižanja porabe moči, če želimo obdržati zahtevano pasovno širino ter razmerje med signalom in šumom. Ne samo to, znižanje napajalne napetosti vnaša v načrtovanje analognih vezij dodatne težave. Nizka napajalna napetost pride do izraza kot povečana upornost pri tokovnih stikalih. Zaradi visoke upornosti v vklopljenem stanju imajo stikala večjo zakasnitev. Stikalni tranzistor deluje v linearnem oz. triodnem režimu, kjer tok ponora opisuje enačba [1]: Id - tok skozi ponor, p.n - mobilnost nosilcev naboja, Cox - kapacitivnost vrat, Ugs - napetost med vrati in izvorom, Uds - napetost med ponorom in izvorom, (23) Uth - pragovna napetost (threshold voltage), W- širina tranzistorja, L - dolžina tranzistorja, X - vpliv podlage. Pri tranzistorjih, ki so uporabljeni kot stikala, pride do vpliva povečane pragovne napetosti, zaradi različnih potencialov izvora in podlage. Navidezna pragovna napetost U'th je odvisna od zaporno polarizirane napetosti Ubs (napetost med izvorom in podlago) in faktorja vpliva podlage y: U'th=Uth+yJ(uBŠ) . (24) Ker mora biti podlaga vedno na navišjem (PMOS) oz. najnižjem (NMOS) napajanju, se lahko zgodi, da je potrebna napetost U'th višja od napajalne napetosti. V tem primeru stikalo ne bo odprto. Problem rešujemo s podvajanjem amplitude krmilne napetosti in s predhodno uporabo prilagajanja napetostnih nivojev. Problem niso le stikala, težavneje postaja zagotavljanje ustrezne sofazne vhodne napetosti operacijskih ojačevalnikov, saj tranzistorji v vhodni diferencialni stopnji delujejo v nasičenju. Predlagana rešitev je uporaba dvojilnika napetosti za napajanje diferencialne stopnje in stikal. 4.2.4 Razvoj optimiranih sklopov 4..2.4.1 Napetostni dvojilnik V integriranem vezju sta implementirana dva napetostna dvojilnika, od katerih je eden uporabljen za napajanje EEPROM bloka, drugi pa za napajanje stikal in vhodnih stopenj nekaterih operacijskih ojačevalnikov. V tem poglavju bo predstavljen dvojilnik za stikala in operacijske ojačevalnike, ki ima arhitekturo običajnega napetostnega dvojilnika z dvema kondenzatorjema. K tej arhitekturi smo dodali filtriranje izhodne napetosti in možnost neposrednega preklopa izhoda na napajalno napetost. Slika 31 prikazuje shemo napetostnega dvojilnika, kjer sta „dvojilna" kondenzatorja izvedena s P-kanalnima tranzistorjema m3 in m4. Tranzistorja sta izbrana zaradi višje kapacitivnosti na enoto površine. Zaradi tega je lahko celotno vezje dvojilnika nekoliko manjše. Kondenzatorja m3 in m4 sta krmiljena s pravokotnim urinim signalom nasprotne faze. V prvi fazi je signal ck na ničli, zato je spodnja plošča kondenzatorja m3 na napajanju Ubat in spodnja plošča m4 na ničli. Zgornja plošča m3 se zato nabije na 2*Ubat, medtem ko je zgornja plošča m4 na nivoju Ubat. Tranzistor m6 je zaprt in tok skozenj ne teče, medtem ko je tranzistor m7 odprt in skozi njega se nabije m4 na Ubat. V isti fazi se odpreta tudi tranzistorja ml in m8 in preneseta naboj na kondenzatorja m13 in m5. Napetost na kondenzatorju m5 zagotavlja napajanje za otok (well) tranzistorjev ml, m2, m8 in m9. Ker ta napetost ne sme nikoli pasti pod izhodno napetost, ima tudi kondenzator m5 nižjo kapacitivnost kot kondenzator m13. Na kondenzatorju m13 je shranjena izhodna napetost, ki predstavlja 2*Ubat, ko nanj ni priključeno breme. Tipično je ta napetost nekoliko nižja, saj se kondenzator m13 sproti prazni s tokom, ki ga narekuje breme. U(V) 2 - 1.5 - outopatrO 1 outopatrl outopatr2_ . outopatr3 n I ' 1 1 l-IILI -U ............................. 1 tf* LriJN^i 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 ^ojl*^^ 1 i- —1 1 —1— 1 1— fr 1 1 1 1 1 1 1 1 1 r 1 1 1 1 1 1 1 1 1 |_ 1 1 1 1 1 1 1 1 1 U(V) 2 ■ 1.5 - out2: trO 1 out2:tr1 out2:r2 500m -out2:tr3 n t t — I l^^^T I I I I I _ _ _i _ yL^rf^ _i__i__-L__i__u__L__ 1 ✓ 1 1 1 1 1 1 1 1 i- —1 1 1 1— -f-1 1 1 1 1 1 1 1 J 1 1 1 1 1 1 1 1 1 £lllllllll 0 20 u 40 u 60 u 80 u 100 u 120 u 140 u 160 u 180 u . t(s) Slika 32: Simulacija napetostnega dvojilnika - prikazani so procesni robovi pri bremenskem toku 5 fiA in napajanju 1,1 V PMOS kondenzator v prikazani konfiguraciji deluje v 'depletion' načinu. Zato nima izrazitega vpliva na povečanje kapacitivnosti pri napetostih nad pragovno napetostjo, kot bi bil to primer, če bi uporabili NMOS kondenzator v isti topologiji. Slika 32 prikazuje simulacijo napetostnega dvojilnika pri napajanju 1,1 V in bremenskem toku 5 ^A. V simulaciji so zajeti vsi štirje procesni robovi MOS tranzistorjev: worst power, worst speed, worst zero in worst one. 4.2.4.2 Časovno distribuirano vključevanje funkcij Zaradi fizikalnih omejitev zniževanja porabe analognih sklopov vezju, smo morali izbrati drugačen pristop k zmanjševanju porabe celotnega sistema. Ena od značilnosti sistema za brezkontaktno identifikacijo in beleženje je ta, da določene sklope integriranega vezja potrebujemo samo v določenem trenutku. Temperaturni senzor in analogno digitalni pretvornik potrebujemo samo kadar RFID značka dobi ukaz za meritev temperature, ali kadar dobi vezje prekinitveni signal iz časovnika. V vseh ostalih primerih sta temperaturni senzor in analogno digitalni pretvornik lahko popolnoma izklopljena. Enosmerne delovne tokove, ki drugače napajajo te sklope, lahko zato prekinemo. U(V) 3 - i i ________________l-/:_________; _ V2A vpos _Q_ T- ___________________________ i s~ 1(A) 100U " 0 -100u - p.vbst r i -i-—<- ur\>—- -1 ^- —_v—im^—- 1 xsl.pdl xs1.pd2 xsl.pd3 xsl .convert : 1 1 J-* ■ 1 1 U(V) , . SOOm - f2x ..i............. ! / ; 1.............. U(V) 400m -200m - vtemp 0 C ^ 4 1 J t(s) Slika 33: Simulacija vklopa integriranega vezja ob RFID ukazu za meritev temperature Slika 34 prikazuje diagram poteka ob vstopu mikrosistema v RF polje. Tipično je v tem trenutku lahko integrirano vezje popolnoma izklopljeno, lahko je vklopljen časovnik, lahko pa tudi vezje izvaja analogno digitalno pretvorbo ob prekinitvi časovnika. Slika prikazuje potek prvih dveh primerov. V tretjem primeru pa je potek nekoliko drugačen. Ko vezje zazna prisotnost dovolj močnega RF polja, najprej vklopi podvezje za oceno baterijske napetosti in se na osnovi tega odloči za vir napajanja. Podvezje se nato izključi, saj se pričakuje, da se v trajanju enega RFID komunikacijskega cikla, baterija ne bo izpraznila. Sledi vklop oscilatorja osc3x, ki je glavni vir sistemske ure. Če je priklopljena 1,5 V baterija, sledi vklop napetostnega dvojilnika. Drugače pa bo le-ta ostal izklopljen, njegov izhod pa bo povezan neposredno na napajalno napetost. S tem je integrirano vezje pripravljeno sprejemati ukaze preko RFID komunikacijskega vmesnika in čaka na naslednji ukaz. Ob prejemu ukaza za analogno digitalno pretvorbo trenutne temperature, najprej izklopi napetostni dvojilnik, nato vklopi temperaturni senzor in AD pretvornik ter po določeni zakasnitvi izvede pretvorbo. Simulacija na sliki 33 prikazuje ta postopek za primer 1,5 V baterije. V prvem zgornjem delu grafa je prikazana usmerjena RF napetost (vpos) in izhodna napetost dvojilnika (V2A). Pod njima je baterijski tok. Nato so krmilni signali pd1 (vklop oscilatorja), pd2 (vklop dvojilnika, in temperaturnega senzorja),pd3 (vklop dvojilnika za EEPROM) in convert (zagon AD pretvorbe). Na začetku na integrirano vezje priključimo baterijo. S tem se vključi vezje za izbiro napajalnega vira, bandgap referenčni vir in por. Poraba vezja od tega trenutka do končane izbere napajanja (pri 200 p,s) je 30 p,A. Nato poraba pade na vrednost približno 100 nA. V tem trenutku tudi na antenske sponke pripeljemo napajanje, kar simulira prihod vezja v elektromagnetno polje. S tem se začne postopek distribuiranega vključevanja funkcij. Najprej se vklopi vezje za izbiro napajalne napetosti, ki zazna zadostno baterijsko napetost. Nato se vklopita oscilator in viri enosmernih tokov za nastavitev delovne točke. Pri približno 490 p,s se vklopi temperatirni senzor. Analogno digitalna pretvorba se začne z naraščajočo fronto convert signala pri približno 620 p,s. Po končani pretvorbi pošlje podatke nazaj k izpraševalniku, izklopi temperaturni senzor in AD pretvornik ter ponovno vklopi napetostni dvojilnik. Napetostni dvojilnik je vklopljen ves čas stanja pripravljenosti integriranega vezja za procesiranje RFID ukazov. Slika 34: Algoritem za vklop mikrosistema ob zaznavi RF polja Slika 35 prikazuje diagram poteka vklopa integriranega vezja ob prekinitvenem signalu časovnika. V tem primeru je potrebno izvesti meritev in jo shraniti v pomnilnik. Ob prekinitvi se najprej vključi vezje za oceno baterijske napetosti, saj mora za zanesljivo analogno digitalno pretvorbo biti baterijska napetost dovolj visoka. V primeru, ko je napetost prenizka, se postavi zastavica in se vezje izklopi. Zastavico lahko RFID izpraševalnik prebere z ukazom 'Get Log State'. Drugače mikrosistem nadaljuje z vklopom oscilatorja. Ko je izhodna frekvenca oscilatorja stabilna, se vklopi temperaturni senzor (ali vezje za procesiranje zunanjih senzorjev) in AD pretvornik. Po izvršeni pretvorbi se AD pretvornik in senzor izklopita. Če se vezje napaja iz 1,5 V baterije, sledi vklop napetostnega dvojilnika. Po vzpostavljeni napetosti se podatki zapišejo v pomnilnik in celotno vezje se izklopi do naslednje prekinitve. Slika 35: Algoritem za vklop mikrosistema ob prekinitvi časovnika 4.2.4.3 Enota za izbiro napajanja V dosedanjih izvedbah pametnih aktivnih značk smo zasledili določeno pomanjkljivost. Po izpraznitvi baterije je značka neuporabna [15]. Takšno značko se lahko samo še zavrže, ob čemer so izgubljeni tudi podatki, ki so trenutno shranjeni v trajnem spominu. Če se izpraznjenost baterije ugotovi dovolj zgodaj, škoda ne bo nastala. Škoda lahko nastane, če se baterija nepričakovano izprazni v delovanju, ko je beleženje aktivno. Določena količina uporabnih informacij, bi bila tako izgubljena. Vzrok za pomanjkljivost lahko iščemo v dejstvu, da imajo ti sistemi deljeno napajanje. Nekateri deli vezja se napajajo iz enega vira (na primer iz baterije), drugi deli vezja pa iz drugega vira (na primer iz elektromagnetnih valov) [16]. To seveda pomeni, da deli vezja, ki se napajajo iz baterije, ne bodo več delovali po izpraznitvi baterije. Slika 36: Blokovna shema preklopnika izvora napajanja Problem delno rešuje patent [17] z uporabo Schottky diod. Sistem za izbiro vira napajanja, ki ga opisuje patent je pasiven sistem. To pomeni, da bo za vir napajanja vedno izbrana najvišja napetost, ne glede na stanje baterije. V primeru pametne aktivne nalepke je bolj primerno, da se za napajanje uporabi baterija, ko je napetost še dovolj visoka. Baterijsko napajanje je namreč bolj stabilno od RF napajanja, ki je odvisno od več različnih dejavnikov. Prav tako je slabost omenjenega sistema, opisanega v [17], padec napetosti. Ta je vedno prisoten na prevodno polarizirani diodi in je, glede na tip diode in uporabljeno tehnologijo, od 0,2 V do 0,7 V. Napajalna napetost vezja bo manjša za ta padec. Ob uporabi aktivnega sistema izbire napajanja tega padca ne bi bilo, kar predstavlja prednost pri napajanju integriranega vezja z 1,5 V baterijo. Blokovna shema enote za izbiro napajanja prikazuje slika 36. Stikali, ki na izhodno napajanje povežeta baterijsko napajanje (Ubat) ali usmerjeno RF napajanje (URF) sta označeni s 6. V naši izvedbi sta to PMOS stikali. Podvezje 1 je kontrolno vezje za PMOS stikala, podvezje 2 je primerjalno vezje napajalnih napetosti Ubat in URF, ki izbere najvišjo napetost v vezju. Tej napetosti pravimo Umax in je povezana na 1. Potrebujemo jo za ustrezno krmiljenje PMOS stikal. Podvezje 3 je zakasnilno vezje, ki zakasni signal RF_OK. Signal RF_OK je izhod podvezja za oceno usmerjenega RF napajanja, ki se nahaja v analognem radijskem delu in primerja usmerjeno RF napajanje z določenim pragom. Na svojem izhodu ima stanje 1, kadar je usmerjeno RF napajanje dovolj visoko, da zagotavlja zanesljivo delovanje preostalega vezja. Zakasnjen signal RF_OK je povezan na 2 in 4, nezakasnjen signal za vklop podvezja za oceno baterijske napetosti (CK_BAT), pa je povezan na vezje za primerjavo baterijske napetosti (ni na blokovni shemi). Podvezje za preverjanje baterijske napetosti se nahaja v analognem merilnem delu in ima na svojem izhodu 1 (signal BAT_OK), kadar je baterijska napetost dovolj visoka za zanesljivo delovanje preostalega vezja. Podvezje 4 po zakasnitvi da podvezju 1 signal, ali je baterijska napetost dovolj visoka za zanesljivo delovanje. Podvezje 5 je vezje, ki generira dinamični reset signal (POR) samo ob vklopu baterijskega napajanja in ob vklopu RF napajanja, če baterijskega napajanja ni. Namen tega signala je povrnitev vseh spominskih celic v začetno stanje. Običajen potek izbire napajanja (Slika 38) se začne ob priključitvi baterije. Ta sproži POR signal in resetira preostalo vezje. V delovanju lahko pride antena nalepke v elektromagnetno polje, RF napajanje postane aktivno in analogni radijski del generira signal RF_OK. Podvezje 3 takoj ob RF_OK signalu sproži signal CK_BAT, ki zažene vezje za primerjavo baterijske napetosti. V primeru, ko je baterijska napetost dovolj visoka za zanesljivo delovanje (1,2 V) se signal BAT_OK postavi na 1 in ob preteku zakasnitve vezje izbere baterijsko napajanje. Za zanesljivo delovanje PMOS stikal skrbi podvezje 2, ki najvišjo napetost v vezju pelje v kontrolno vezje PMOS stikal (1) in s pravilnim krmiljenjem izniči možnost povratnih tokov. Slika 37 prikazuje simulacijo enote za izbiro napajanja, ko baterijska napetost pade pod najnižji dovoljen nivo. Ob trenutku (1) priključimo vezje na baterijsko napajanje z napetostjo 1,5 V. Kmalu za tem se sproži tudi POR signal, kateri vključi vezje za primerjavo baterijske napetosti s signalom CK_BAT. Vezje za primerjavo baterijske napetosti kontrolira signal BAT_OK, ki je do trenutka (2) 1, saj je baterijska napetost dovolj visoka. V trenutku (3) baterijska napetost pade pod najnižji dovoljen nivo, vendar se ob tem trenutku v samem vezju nič ne zgodi, saj vezje za primerjavo baterijske napetosti ni aktivno. Ob trenutku (4) pride nalepka v elektromagnetno polje in RF napajanje se dvigne nad najnižji nivo. V trenutku (5) se vzpostavi signal RF_OK, ki sporoča, da je RF napajanje dovolj visoko. Signal RF_OK sproži vezje za primerjavo baterijske napetosti s signalom CK_BAT. Ob koncu primerjave baterijske napetosti (6) je signal BAT_OK na nizkem nivoju, kar pomeni, da je baterijska napetost prenizka. Zato se ob trenutku (7) za glavno napajanje Vout izbere RF napajanje. Napajanje Vmax, ki je zmeraj priključeno na najvišje napajanje v vezju, se na RF napajanje priključi že ob trenutku (5), ko postane aktiven signal RF_OK. Tako se zagotovi pravilno delovanje stikal. -33-- Vbat 3 • 2.5 VRF 2 ' 1.5 1 500m • 0 C 1 _ r / t f ...J TIME 2d0u 4C Ou 6C Ou 8C Ou lVn 1 hm BAT OK RF_OK POR CK_BAT 5- \ \ i f.....L t !_ -2 ......."i i i n- r---1 i L TIME a Ju 41 Bu 6c! Ou 8C Ou I'm 1,2m Vout 3 ' 2.5 2 1.5 1 5C0m -0 / / | TIME 2i JU 4i Ou 6C Ou 8C Ou /m 1 .km 3.5 Vmax 3 - 2.5 2 1.5 1 500m -0 | TIME 200u 400u 600u 800u Tm 1,2m Slika 37: Potek izbire napajanja pri nezadostni baterijski napetosti Slika 38 prikazuje simulacijo enote za izbiro napajanja, ko je baterijska napetost dovolj visoka čez celoten potek grafa. Ob trenutku (1) priključimo na vezje baterijsko napajanje z napetostjo 1,5 V. Kmalu za tem se sproži tudi POR signal, ki vključi vezje za primerjavo baterijske napetosti s signalom CK_BAT. Vezje za primerjavo baterijske napetosti kontrolira signal BAT_OK, ki je do trenutka (2) 1, kadar je baterijska napetost dovolj visoka. Ob trenutku (3) pride nalepka v elektromagnetno polje in RF napajanje se dvigne nad prag. V trenutku (4) se postavi signal RF_OK, ki sporoča, da je RF napajanje dovolj visoko. Signal RF_OK sproži vezje za primerjavo baterijske napetosti s signalom CK_BAT. Ob koncu primerjave baterijske napetosti (5) je signal BAT_OK na visokem nivoju, zato RF napajanje ne bo izbrano za glavno napajanje. Napajanje Vmax, ki je zmeraj priključeno na najvišje napajanje v vezju, se na RF napajanje priključi že ob trenutku (4), ko postane aktiven signal RF_OK in tako zagotovi pravilno delovanje stikal. -55-•■ Vbat 3 ■ 2.5 VRF 2 " 1.5 1 £OQn ■ 0 r / 3 —^ / / / r / / ...J TIME L 20Ou 400u 6C Ou 8C Ou m 1. zm BAT_OK RF_OK POR CK_BAT 2 i r.....i 1 i _4 5 i i i TIME 0 2C 0u 4i Ou 6C Ou 8C Ou i 1.4 Vout 12 " i 800m -600m -400m -200m ■ TIME q TIME 0 2C Ou 4i Ou 6C Ou 8C Ou m 1 -m Vmax 3 2.5 2 1.5 1 500m -0 TIME d 2fl0u 4C0u 60Ou 8fl0u I'm 1.2 m Slika 38: Potek izbire napajanja pri zadostni baterijski napetosti Shema vezja za izbiro napajanja je prikazana na sliki 39, kjer so tudi signali, ki niso opisani v delovanju samega vezja in v blokovnem diagramu. Signal b30_ok je na logični enici, kadar vhodna napetost presega 2,4 V, torej ko je priključena baterija z nominalno napetostjo 3 V. V tem primeru vezje za izbiro napajalne napetosti ne deluje nič drugače kot takrat, ko je priključena baterija z nominalno napetostjo 1,5 V, signal b30_ok se v vezju za izbiro napajanja le shrani, saj je potreben za izklop napetostnega dvojilnika. Shranjen signal se imenuje b3v in je na shemi prikazan kot izhod. Drug izhodni signal je g1bat, ki je na stanju logične enice, ko na integrirano vezje ni priključena baterija in se vezje napaja iz RF polja. Ostali signali so testni signali in vhod za delovni tok. Slika 39: Shema preklopnika izvora napajanja 4.2.5 Zajemanje senzorskih podatkov 4.2.5. 1 Integrirani temperaturni senzor V mikrosistemu za brezkontaktno identifikacijo in beleženje smo se odločili za integracijo temperaturnega senzorja. Glavni vzrok za to je predvsem vpliv temperature na hitrost kemičnih reakcij, in posledično na hitrost kvarjenja izdelkov. Drugi vzrok za to odločitev je tudi možnost integracije temperaturnega senzorja na standarden CMOS proces, brez posebnih dodatkov, kot je na primer MEMS. Verjetno najpreprostejši temperaturni senzor je napetost diode, polarizirane v prevodni smeri. V tehnologiji CMOS uporabljamo prevodno polariziran spoj med emitorjem in bazo vertikalnega bipolarnega PNP tranzistorja. Napetost spoja je odvisna od tokovne gostote emitorja in je približno 0,65 V pri sobni temperaturi. Napetost je večja pri večji tokovno gostoti. Napetost spoja je nelinearna. Razlika dveh napetosti, ki imata različni tokovni gostoti pa je linearna s temperaturo in kar je tudi pomembno, razlika je nič pri absolutni temperaturi [5], [20](Slika 40 - PTAT). 0K TEMPERATURA T Slika 40: Napetost prevodno polariziranih spojem emitor-baza dveh bipolarnih tranzistorjev in njuna razlika Napetost Ube (splošen zapis) in razliko dveh Ube napetosti opisujeta naslednji relaciji: UJ,T)-^(1UBE[L)-(a-m)f ,n(T0) , (25) 4 UBE (T )-UBE (q1) U be (q2)-^ln (A) , (26) V enačbi 26 je A razmerje tokovnih gostot emitorskih tokov. Ta enačba ne opisuje kompenzacije baznega toka, dinamične kompenzacije in modulacije, vendar to ne spremeni pravilnosti in ustreznosti zapisa. Sledi, da je primerna izbira za realizacijo temperaturnega senzorja arhitektura, ki temelji na razliki dveh napetosti AUbe. Arhitektura odštevanja in napajanja elementov ni idealen proces, temveč je temperaturno, tehnološko, in napetostno odvisen. Zato je potreben razvoj sistema, ki bo deloval pri nizki napajalni napetosti (1 V in manj) in pri nizki porabi (pod 1 pW). clk ,1, i selb Slika 41: Integrirani temperaturni senzor Ker napajamo vertikalni bipolarni tranzistor v emitorju, končno ojačanje BF vpliva na kolektorski tok in s tem na napetost Ube. Vpliv je izrazitejši pri modernih tehnologijah CMOS, kjer je tokovno ojačanje nizko (pod 20). Ojačanje PF vpliva predvsem zaradi svoje izrazite temperaturne odvisnosti. kT, I 4 Ube = — ln C q I =ki ln/1 e v f q \is 1+Pf (27) Ojačanje P je eksponencialno odvisno od temperature in inverzno-eksponencialno odvisno od koncentracije AEG in ga lahko zapišemo kot: i-aea _1 V(T) = V0e kT — 0-e T «eT.^TC (v)=pozitiven . (28) Potrebujemo torej takšno zasnovo generatorja toka PTAT, ki delno (ali v celoti) eliminira vpliv baznega toka na rezultat. Povejmo še, da lahko koristno uporabimo temperaturno lastnost PF, če bazni tok prištejemo k PTAT toku. Tako dobimo eksponencialno - kvadratično kompenzacijo bandgap napetosti. Celoten temperaturni senzor je zasnovan kot sistem s sekanjem (chopper), katerega osnovna naloga je izločanje oziroma minimizacija napetosti ničenja (offset) in šuma. Tukaj mislimo predvsem nizkofrekvenčne šumne napetosti MOS tranzistorjev. Pri zasnovi so upoštevani vsi elementi v zanki, od operacijskega ojačevalnika, PMOS tokovnih virov, upornosti do vertikalnih PNP struktur. Celoten PTAT tokovni vir je na sliki 41 levo. Sestavlja ga operacijski ojačevalnik z demodulatorjem in krmiljeni tokovni viri m28, m31, m17, m2, m37, m39 in m35. Razlika AUBE se pojavi na serijski upornosti r1+r3 ali na r2+r3. Vezje CFG (clock form generator) je modulator, ki menjuje polariteto signalov na vhodih operacijskega ojačevalnika, dinamično kompenzira lastnosti bipolarnih tranzistorjev in PMOS tokovnih virov ter kompenzira lastnosti AUBE zaradi končnega in neenakega tokovnega ojačanja bipolarnih tranzistorjev. Kratek opis tokovnega vira je sledeč. Bipolarna tranzistorja napajamo izmenično s tokovnim razmerjem 1:(4+1). Občutljivost dobljene napetosti AUbe je 200 p,V/°C. PTAT tok je funkcija napetosti AUbe in upornosti r1+r3 ali upornosti r2+r3. Pri tem predstavlja r1 ali r2 eno četrtino upornosti r3, ki je priključena v bazi tranzistorja. Če je v fazi f1 priključen tok 5I v emitor tranzistorja q2, potem je 1/5 R upornosti v bazi q2 in 5R upornosti v bazi ql, kamor je priključen tudi tok I iz vira m5. Tako smo zmanjšali vpliv baznega toka tranzistorja q1 na izhodni tok I v fazi f1. Tok v fazi f1 določa relacija: A UBE I = , (29) r1 + r3 v bazi q2 je upornost r2, ki je enaka upornosti r1 in je r3/4. Ker je bazni tok tranzistorja q2 petkrat večji od baznega toka tranzistorja q1, sta padca napetosti, ki ju povzročata bazna tokova enaka in delujeta kot sofazni napetosti. Različni napetosti na stikalih m26 in m27 se pojavita kot razlike v pragovnih napetostih in s tem kot napetost ničenja (offset), ki se s sekanj em izenačita. Enako velja za kompenzacijo vpliva končnega tokovnega ojačanja tranzistorja q2 v fazi f2, kjer je tok I: r A Ube kT-ln (5) , I = BE = —,-, (30) r2 +r3 q-( r2+r3) v 7 v bazi q1 je tedaj upornost r1. Izdelani tokovni vir je neodvisen od tokovnega ojačanja bipolarnega tranzistorja Preciznost izdelanega toka je odvisna od napetosti ničenja ojačevalnika. Le ta se proti izhodu modulira le enkrat, enako kot nizkofrekvenčni 1/f šum in se tako preslikata na modulacijsko frekvenco. Ker je cilj preciznost meritve temperature 0,2°C, je dovoljena napetost ničenja 20 p,V. Potrebna izenačenost napajalnih tokov bipolarnih tranzistorjev mora biti boljša od 0,1 %. Dobljeni PTAT tok ima tako superponirano izmenično komponento z amplitudo, ki jo določa velikost ojačene napetosti ničenja. Značilnost tehnike sekanja je, da ohranja določeno napetost ničenja zaradi presluha in injekcije naboja ob izklopu stikal (nekaj 10 p,V). Ker bi dodatno vgrajeno sekanje (nested chopping) dodatno podaljšalo meritev temperature in povečalo povprečno porabo senzorja, se je pokazalo, kot povsem koristna rešitev, sinhrono filtriranje. Zato je ključno naknadno pravilno sinhrono vzorčenje in filtriranje, tako za merjenje temperature kot za napajanje bandgap vira (poglavje 4.2.5.5). Tehniko sekanja smo izdelali tako, da izvajamo modulacijo v tokovnem krogu. Le-ta zajema tokovne vire, bipolarne strukture, stikala in upornosti. Modulacija zato zajame tudi napetost ničenja, kot posledico neenakosti parametrov bipolarnih tranzistorjev. Napajanje tranzistorjev izvaja 6 tokovnih virov po 1 pA, ki se dinamično izenačujejo preko stikal m35 in m42, prav tako s fazo f1 in f2. Pri tem en tokovni vir napaja en tranzistor, ostalih pet pa drugega v fazi (f1) in obratno v drugi fazi f2). Uporabljena je frekvenca modulacije 60 kHz. Napetost temperaturnega senzorja v vozlišču vtemp je določena s PTAT tokom I in upornostjo r3, z ojačanjem, ki ga določa število tokovnih virov in upornost r3: VtemP= N-I-r3 = 5-I r (31) -40 -20 0 20 40 60 80 Slika 42: Simulacija temperaturnega senzorja v odvisnosti od temperature in tolerance integriranih uporov Slika 42 prikazuje potek izhodne napetosti temperaturnega senzorja v območju od -40°C do +100°C. Prikazani sta tudi napetosti v točkah -17,5°C in 81.32°C. Polna črta označuje izhodno napetost v primeru najnižjih upornosti integriranih uporov, črtkana črta pa izhodno napetost v primeru najvišjih upornosti. Povejmo še, da stres (mehanski pritisk na površino vezja) po enkapsulaciji vezij v ohišje spremeni lastnosti temperaturnih senzorjev in referenčnih virov, ki temeljijo na lastnostih prevodno polariziranih spojev baza-emitor. Vertikalni bipolarni tranzistor PNP je na srečo manj občutljiv kot ostale bipolarne strukture [22]. Vendar je premik še vedno v razredu nekaj milivoltov in je potrebno naknadno doravnavanje, ko je čip že v ohišju. Ker pa so mehanske lastnosti ohišja tudi temperaturno odvisne, ne moremo reševati problema le z doravnavanjem. Rešitev verjetno obstaja v ohišju, katerega mehanske lastnosti so temperaturno stabilne. 4.2.5.2 Bandgap napetostna referenca Za merjenje, oziroma analogno digitalno pretvorbo izhodne napetosti temperaturnega senzorja, potrebujemo tudi temperaturno neodvisno napetostno referenco. Na končno nelinearnost meritve temperature vpliva tako nelinearnost temperaturnega senzorja, kot tudi nelinearnost referenčne napetosti. Najbolj razširjen in uporabljen je način izdelave referenčne napetosti z ekstrakcijo potenciala energijske reže na celotno temperaturno območje [1]. Če potencial energijske reže silicija pomnožimo z elementarnim nabojem elektrona, dobimo napetost, ki jo doseže prevodno polariziran spoj PN pri absolutni temperaturi 0 K in znaša 1,205 V. Ta napetost z naraščanjem temperature pada z naklonom približno -2 mV/°C. Temperaturna karakteristika je nelinearna, naklon in absolutna vrednost pri določeni temperaturi sta odvisna od tokovne gostote PN spoja. V tehnologiji CMOS uporabljamo spoj baza-emitor. Princip ekstrakcije potenciala od 0 K temelji na seštevanju napetosti prevodno polariziranega spoja baza-emitor in napetostne razlike dveh prevodno polariziranih spojev (imenujemo jo PTAT - Proportional To Absolute Temperature), ki imata različni tokovni gostoti (Slika 40). Težave, ki jih rešujemo z načrtovanjem pri napajalnih napetostih pod 1 V, so naslednje: • Klasično proizvedena bandgap napetost, ki je nad 1,2 V, ne moremo dobiti pri napajanju, ki je manjše od te napetosti. • Podsestave generatorja bandgap napetosti je potrebno linearizirati tako, da dosežemo temperaturno stabilno referenčno napetost v zahtevanem temperaturnem območju. Rezultat je običajno sprejemljiv, če je temperaturna stabilnost boljša od 25 ppm/°C. • Upoštevati je potrebno tehnološke parametre in tolerance v procesu, neenakost in neponovljivost lastnosti integriranih elementov, nestabilnost parametrov in realnih lastnosti (napetosti ničenja, napetostna in temperaturna odvisnost fizikalnih lastnosti gradnikov v tehnologiji CMOS ter vpliv načina izdelave geometrije posamezni elementov). • Ker so naprave, ki jih načrtujemo pri tako nizki napajalni napetosti napajane iz baterije, je ključnega pomena tudi zelo nizka poraba vezja. Pri tem se soočamo z potenciranimi problemi, povezanimi z dinamičnimi lastnostmi integriranih sistemov. Možne rešitve so naslednje: • Namesto proizvajanja bandgap napetosti 1,2 V, proizvedemo le del te napetosti. Način, kako to dosežemo, temelji na seštevanju delnih napetosti tako, da nikoli ne presežemo linearnega območja delovanja, ob razpoložljivi napajalni napetosti. Princip takega vira je predstavljen v patentu [4] in prikazan na sliki 43. • Zaradi pomanjkanja razpoložljivega napetostnega območja vstavimo linearizacijo in kompenzacijo neidealnosti v generatorje posameznih delnih napetosti. • Načrtovanje ne temelji na absolutnih parametrih, temveč na sledljivosti s posameznimi tehnološkimi parametri in kompenzaciji, ki temelji na razmerju (ratiometričnosti). • Celoten integrirani sistem temelji na nizki porabi (micropower). To dosežemo z uporabo visoko-ohmskih integriranih uporov in načrtovanjem v podpragovnem področju ter s časovno razporeditvijo posameznih aktivnosti glede na funkcionalnost celotnega sistema, oziroma glede na ciljno aplikacijo. Na sliki 44 je prikazan bandgap, kjer ojačevalnik z negativno povratno vezavo (s2) poskrbi, da sta napetosti v vozliščih el in e10 enaki oziroma je njuna razlika približno nič (odvisno od odprtozančnega ojačanja ojačevalnika). Razlika napetosti [UBE(q1)-UBE(q10)] je PTAT napetost in je na uporu R1. Napetost na uporu R1 bo imela torej linearen in pozitiven temperaturni koeficient (V_PTAT). Levi del vezja na sliki 44 torej predstavlja PTAT tokovni vir. Dejanski temperaturni koeficient (TC) bo seveda odvisen tudi od TC integriranega upora. Preprost izračun pokaže, da je TC PTAT napetosti približno +3000 ppm/°C. Slika 43: Referenčni viri v [4] Napetost V_PTAT se pretvori na uporu R1 v tok in se preslika v tranzistorje m3, mp in mo. Uporabimo lahko tudi integrirane upore, izdelane v n_well strukturi (otok n-), ki ima temperaturni koeficient TC približno 6500 ppm/°C. selfbiased PTAT Regulator Slika 44: Primer bandgap generatorja Delovanje desnega dela vezja na sliki 44 lahko opišemo ločeno v posameznih območjih delovanja. Območja so odvisna od temperaturnega območja delovanja aplikacije, od Ube napetosti in od absolutne vrednosti želene bandgap napetosti Uo: 1. Ube > Uo, kjer velja naslednja relacija: I = I — I = I — 1 BE 1 O r 1 O Ube —Uo (32) UO=( Ip + Ir R (33) 2. Ube = Uo: To se zgodi, ko temperatura naraste do T=To (v primeru na sliki 43 je To=135 °C). Takrat ni povratnega toka iz enega od tokovnih virov Io ali I„: Uo= IP-RP = U BE (T 0 )=kr •ln ("T H \ 1 SS (34) Največji potreben tok Io je torej določen z nominalno referenčno napetostjo Uo in z lastnostmi integriranih elementov pri najnižji želeni temperaturi delovanja: IO =1 BE {f ( u BE + UBE —UO BE—max O R (35) O—min 3. UBE < UO: Tok Ir zamenja smer in del toka Ip teče v emitor (q2). Seštevalni regulator generira konstantno napetost UO vse dokler je tok Ip dovolj velik, da stabilizira napetost na uporu Rp. Del toka Ip teče v upor RO in kompenzira padanje UBE(q2) z naraščanjem temperature: UO IP=^ , (36) ^p Uo-Ube Uo I =—-B+ —0 (37) p.ax D D ' V J R0.n Rp, Poudarimo ponovno, da so vsi členi v zgornjih relacijah, razen Uo, temperaturno odvisni. Člen kT/q je termična napetost, q je naboj elektrona (1,602176462 10-19 C), T absolutna temperatura v K in k Boltzmannova konstanta (1,38 10-23 J/K). Termična napetost linearno raste z naraščanjem temperature in znaša 26 mV pri 298 °K. 4.2.5.3 Bandgap napetostna referenca v merilni enoti Referenčni vir sestavljajo vertikalni bipolarni tranzistor q3, upornosti s43 in s44 ter PTAT tokovni viri s39, s40 in s41. Programirljivost temperaturnega koeficienta TC omogočajo binarno razporejeni tokovni viri s35, s36, s37, s38, m19 in m20. Krmilna napetost tokovnih virov je PTAT napetost, ki jo proizvedemo v sklopu temperaturnega senzorja. TC je digitalno nastavljiv s kodo reftc< 3:0>. Princip kompenzacije opisujejo naslednje relacije. Če zanemarimo bazni tok, potem je emitorski tok tranzistorja q3 enak kolektorskemu toku in velja: q Tj q [Ube-Ugo) "=kTa-e ^ " . (38) Temperaturni potek integriranega upora zapišemo kot: R (T) = Rlft (T0-T- j . (39) ic (T )=I be (T)= I ss'e =kTa-e Slika 45: Referenčni vir napetosti z izhodno napetostjo 460mv v sistemu SAL Regulacijska napetost Ube uravnava lasten delovni tok Ibe tranzistorja q3 in obratno, delovni tok Ibe uravnava napetost Ube v vozlišču vbe (slika 45): Ibe = I o (T U vbe (T) UV046 Rs44 (T) (40) in ga lahko nadalje zapišemo kot: Ibe (T) = o • kT In (A U vbe (T) U V046 q-Rs43 (T oN — Rs44 (T0 N JT (41) pri čemer sta s43 in s44 sklopa integriranih uporov z razmerjem, ki ga določa razmerje tokov s36, s37 in s45. Z izbiranjem uporovnih razmerij in razmerja tokov lahko dobimo na izhodu V046 katerokoli temperaturno stabilno napetost od praktično 100 mV do polne bandgap napetosti 1,2 V. To je tudi n n n ena od ključnih lastnosti patenta [4]. Kadar izhodna stabilna napetost preseže napetost Ube, potem tok, ki teče v vozlišče V046 (Ip) napaja tudi emitor bipolarnega tranzistorja. Ta tok pa mora biti večji od toka, ki ga potrebuje bipolarni tranzistor v celotnem temperaturnem območju. Za hiter izračun elementov velja preprosta relacija (slika 45): U = Rs44 U + Rs43' Rs44 i (..) U V046— R , R 'U BE' R , R 'Lp , (42) lxs43 ^^s44 Jxs43^Jxs44 Regulacijske lastnosti, opisane z gornjimi relacijami, upornost r5 in PTAT lastnost toka določajo kompenzacijo referenčne napetosti drugega reda. Omenjeni prijemi in način izvedbe PTAT toka določajo preciznost in stabilnost izdelanega referenčnega vira. Integrirani sistem SAL deluje s 3 V baterijo, z 1,5 V baterijo in tudi kot pasiven sistem, napajan iz elektromagnetnega polja. Zaradi tega je pomembna tudi neodvisnost referenčne napetosti od napajanja, ki je lahko 1 V pa vse do 3,6 V. Izdelani tokovni viri so zato nizkonapetostne kaskode izboljšane s tehniko povečanja efektivnega krmiljenja (PTAT bias voltage - slika 45) ob minimalnem toku. Enakost (oziroma pravilno razmerje tokov) določimo z dinamičnim izenačevanjem v sklopu temperaturnega senzorja, katerega sestavni del je tudi opisani referenčni vir. Referenčni vir je načrtovan tako, da ga je mogoče ustrezno preizkusiti v fazi raziskav in omogoča testiranje in kalibracijo v fazi produkcije. Minimalna napajalna napetost je določena z največjo napetostjo Ube. Ta doseže maksimum pri največji negativni temperaturi, povečani za padec napetosti na tokovnem viru. Če je želena izhodna napetost V046 večja od največje Ube napetosti, potem je omejitev napajanja odvisna tudi od te napetosti. Pomembno je poudariti, da na najnižjo napajalno napetost vpliva tudi izvedba PTAT tokovnega vira. Slika 46 prikazuje simulacijo napetostnega referenčnega vira v temperaturnem območju od -40°C do +100°C. S krivuljama sta narisani meji procesnih toleranc integriranih uporov. Polna krivulja označuje potek referenčne napetosti z najmanjšimi upornostmi, prekinjena krivulja pa potek referenčne napetosti z največjimi upornostmi. V samem bandgap referenčnem viru imamo možnost doravnavanja temperaturnega poteka bandgap napetosti. Absolutna vrednost pa se doravna v vezju za referenčno napetost 300 mV, ki je uporabljena v analogno digitalnem pretvorniku. Simulacija nastavljanja referenčne napetosti je prikaza na sliki 47. 360m - U(V) 350m -340 m " 330 m " 320 m " 310 m " 300 m " Vref03 290 m -1- l l l -1-1- i i i i L _L J l l 1 1 1 1 1 1 thn^- '_____i_____n ------ -----HT1 i i I [VT-, r r i i i i F i i i i i rhi- k i i i i i i i i i i i i i -rf ---+ - ^rffl - - li-pl 1 J-pfH 1------- 1 1 — ------ i i i i ------T----- 1 2" m 2."1 m 2.2 m 2.3 m 2.4 m 2.5 m 2.6 m 2.7 m 2.8 m t(s) Slika 47: Simulacija nastavljanja referenčne napetosti za AD pretvornik 4.2.5.4 Analogno digitalni pretvornik V integriranem vezju je uporabljen analogno digitalni pretvornik z dvojnim naklonom. Ta tip pretvornika spada med integracijske pretvornike, saj se pretvori integral vhodne napetosti in ne trenutna vrednost vhodne napetosti. Ime dvojni naklon prihaja iz dejstva, da za analogno digitalno pretvorbo primerjamo naklona naraščanja ali padanja integracijske napetosti, od katere je eden naklon odvisen od vhodnega signala, drugi naklon pa od referenčne napetosti. Analogno digitalna pretvorba je razdeljena na dve fazi: integriranje vhodne napetosti in integriranje referenčne napetosti. Ena od obeh faz ima vedno konstantno periodo, medtem ko je perioda druge faze napetostno odvisna [23]. Slika 48: Levo - pretvornik z dvojnim naklonom, kjer je faza s konstantno periodo integriranje referenčne napetosti Desno - pretvornik z dvojnim naklonom, kjer je faza s konstantno periodo integriranje signalne napetosti Slika 48 prikazuje možnosti izvedbe pretvornika z dvojnim naklonom. Čas T2, za primer kjer je faza s konstantno periodo integriranje referenčne napetosti, se izračuna po naslednji enačbi: T ,'Ur T „=■ Us (43) V drugem primeru, kjer je faza s konstantno periodo integriranje signalne napetosti velja: T 2= T1-U, Ur (44) V prvem primeru je čas T2 obratno sorazmeren z napetostjo vhodnega signala. V drugem primeru pa je linearno odvisen od napetosti vhodnega signala. Glede na to, da je izhodna napetost temperaturnega senzorja linearno odvisna od temperature, je bolj primerna druga možnost izvedbe pretvornika. Slika 49 prikazuje potek napetosti analogno digitalnega pretvornika. Analogno digitalni pretvornik je sestavljen iz integratorja in napetostnega primerjalnika. Integrator je zgrajen iz operacijskega ojačevalnika, kondenzatorja C v povratni zanki in iz upora, preko katerega je priključen vhodni signal. Naslednja enačba prikazuje izračun časa T2 pri idealnih razmerah. Tukaj vidimo, da upor R in kondenzator C, ki sestavljata integrator, ne vplivata na čas T2. — 4 U • C — 4 U • RC 12i= I — U ' 1 2 U r T • I T • U 1 1 1 1 —s C - R T1 • Us • RCT 1 • Us 4 U-Um-Uk — c^ —RCT' (45) T r— • 2i Ur • RC Ur Če upoštevamo zakasnitev (Td) in napetost ničenja (Un) napetostnega primerjalnika dobimo naslednjo enačbo: 4 U + Un) • C (4 U + Un)• RC T 2— 12 +td——U~r tt>' us+u\rc (46) \ RC n T1 • Us+Un■ RC T2r — "-^-+ Td — 1 sn n-+ Td. r r V tem primeru v enačbi nastopata napetost ničenja Un in tudi časovna zakasnitev napetostnega primerjalnika Td. Napetost ničenja je posledica toleranc izdelave integriranega vezja, predvsem variacije velikosti tranzistorjev v vhodni diferencialni stopnji. Zakasnitev primerjalnika je odvisna od delovnih pogojev: od napajalne napetosti, delovnega toka in temperature. Analogno digitalni pretvornik, ki je integriran v mikrosistemu SAL, ima klasično zgradbo in izboljšano krmiljenje z dodatno fazo. Dodatna faza je postavljena pred obe klasični fazi in ima funkcijo kompenzacije napetosti ničenja in časovne zakasnitve napetostnega primerjalnika. Na sliki 51 so prikazane vse tri faze analogno digitalne pretvorbe, f1, f2 in f3. Uk prikazuje napetostno referenco, ki je pripeljana na pozitivni vhod primerjalnika, Un je napetost ničenja primerjalnika, td je časovna zakasnitev primerjalnika. Slika 51: Potek integracijske napetosti v izboljšanem analogno digitalnem pretvorniku z dvojnim naklonom Pred začetkom pretvorbe vhodne napetosti je stikalo s1 sklenjeno, stikali s2 in s3 pa sta razklenjeni. Integrator je torej povezan kot običajni napetostni sledilnik in kondenzator C1 je izpraznjen. Na vhod bal je pripeljana referenčna napetost Ures, ki konkretno v naši izvedbi znaša 300 mV, zato je tudi izhodna napetost int 300 mV. Faza f1 se začne, ko se razklene stikalo s1 in sklene stikalo s3. Na vhod baln je pripeljana napetost 0, oz. napetost substrata. Kondenzator C1 se začne polniti s tokom, ki je definiran z razliko napetosti na sponkah upora RL j _ Urout Urin_ Ubal //ITN r_ R = "RT ' ( Pretvorba bo prešla v drugo fazo, ko bo napetostni primerjalnik zaznal prehod napetosti int preko referenčne točke Uk. Zaradi napetosti ničenja in zakasnitve primerjalnika bo napetost, ki jo bo doseglo vozlišče int, nekoliko višje od napetosti Uk. Ukr = Uk+C- = Uk+ , (48) Faza f2 se prične, ko se razklene stikalo s3 in sklene stikalo s2. V primeru, ko bo vhodna napetost Us,g (torej napetost, katero želimo pretvoriti) višja od referenčne napetosti Ubai, bo napetost v vozlišču int začela padati. Kondenzator C1 se bo praznil s tokom, ki je definiran z razliko napetosti na sponkah upora R1: u — U U — U rout rin_ bal sig R1 R1 Vhodno napetostno območje pretvornika je definirano z napetostima Ubai in Ubaln. U sig—min U bal' Usig — max U bal U bal U baln) • (50) Slika 52: Simulacija analogno digitalnega pretvornika pri normalnih delovnih pogojih Faza f2 ima konstantno dolžino trajanja (T1) in je definirana z dolžino števca v digitalnem delu AD pretvornika. Ob koncu druge faze bo tako napetost na vozlišču int enaka U: j U — U \ T I bal sig I T nI M R ) Ti(Ubal — Usig) , (51) TT_ TT I 1 s _ TT _|__\_*_l_ _ TT i M bal_sig I ' V 7 U l=U kr ^ n =U kr ^ n =U kr ^ Dri C 1 C 1 R1 C 1 Ko poteče čas T1, se začne tretja faza f razklene se stikalo s2 in sklene stikalo s3. Kondenzator C1 se spet polni z enakim tokom kot v fazi f1, torej s tokom I, Tretja faza bo trajala vse do točke, ko bo napetostni primerjalnik spet zaznal prehod napetosti v vozlišču int čez referenčno napetost. Zato mora napetost v tem vozlišču doseči točko Ur To se bo zgodilo v času T2, ki se izračuna kot: C U -U _ T1 ( U bal _U sig) j C1 ■( Ukr_U)_ C1 ■ \Ukr Uk R, C, )_CX (_T! (Ubal _UJ-R! , (52) T 2— Ir Ir R1 C i ■ Uhal U _U T2—_T 1——-sjg , (53) U bal Vidimo torej, da v enačbi 53 odpade vpliv referenčne napetosti primerjalnika in s tem tudi vpliv napetosti ničenja ter časovne zakasnitve primerjalnika. por 0 20u 40u 60u 80u 100u 120u 140u 160u 180u Slika 53: Simulacija analogno digitalnega pretvornika pri prenizki referenčni napetosti S tem pristopom smo dosegli dobro procesno in temperaturno neodvisnost AD pretvornika. Tukaj nam ostane le še vpliv napetosti ničenja operacijskega ojačevalnika (Um), ki je uporabljen kot integrator. Napetost ničenja je, kot smo že povedali, posledica toleranc parametrov v postopku izdelave integriranega vezja. Zaradi tega je napetost ničenja različna v izdelanih integriranih vezjih. Vpliv napetosti ničenja integratorja na čas T2 se zapiše kot: T _ T xUbal+Un,) Us,g ( ) T 2 T 1-U +U- ' (54) U bal^U ni Vidimo torej, da napetost ničenja integratorja vpliva tako na pogrešek zaradi enosmerne premaknitve pretvorbe (offset error), kot tudi na pogrešek zaradi ojačanja pretvorbe (gain error). Za kompenzacijo vpliva napetosti ničenja je uporabljena kalibracija referenčne napetosti Ubal, ki jo peljemo čez integrator. Za kalibracijo referenčne napetosti je na začetku potrebno operacijski ojačevalnik v integratorju povezati v napetostni sledilnik. Skleniti je potrebno stikalo s1 in razkleniti stikali s2 in s3. Skleniti je potrebno tudi testno stikalo Ts1 (Slika 50), ki pripelje napetost na vozlišču int na testni izhod integriranega vezja. Nato nastavimo napetost Ubal tako, da jo merimo na testnem izhodu, kjer je k napetosti Ubal tudi prišteta napetost ničenja operacijskega ojačevalnika h. Vpliv napetosti ničenja je omejen na korak nastavljanja napetosti Ubai, ki v mikrosistemu SAL znaša 0,5 mV. Pogrešek zaradi koraka nastavitve referenčne napetosti lahko izračunamo za konkretno izvedbo pretvornika, kjer veljajo naslednji parametri: Ubal=300 mV,T,= 1,024 ms (10- bitni števec) ,Usig = 300mV ^600mV. (55) Pri Uslg = 300 mV velja: T T Usig Ubal 1024 300mV-(300mV±0,25mV) 0 0 85 T2 = T,—--=1,024 ms-- = 0 ms ±0,85 ms (56) 2 1 Ubal ' 300 mV ±0,25 mV ' ' K J Pri Uslg = 600 mV velja: rr 1 600 mV-(300 mV ± 0,25 mV) T, = 1,024ms------ =1,024ms±1.7ms , (56) 2 ' 300mV± 0,25 mV ' ' V ; Pogrešek znaša ±1,7 ms, to je ±1,7 LSb, oziroma pretvorjeno v napetost 0,293 mV. Ker gre v tem primeru za linearno napako, je možno to napako kompenzirati. V mikrosistemu SAL je dodatno uporabljena digitalna kompenzacija napake enosmerne premaknitve. V digitalnem delu analogno digitalnega pretvornika se prišteje ali odšteje vrednost enosmerne premaknitve v LSb. 4.2.5.5 Vzorčenje in pretvorba temperaturne napetosti Izhodna napetost temperaturnega senzorja ima izmenično komponento, ki je posledica dinamičnega enačenja komponent. Za dinamično enačenje komponent, vzorčenje in analogno digitalno pretvorbo je uporabljen enak vir ure, zato so vsi trije procesi sinhronizirani. Vzorčenje ima fazno zakasnitev 90° za najvišjo frekvenco, ki je uporabljena v dinamičnem enačenju komponent v temperaturnem senzorju. Ul 910 u 920 u 930 u 940 u 950 u 960 u 970 u 980 u 990 u t(s) Slika 54: Časovna simulacija izhodne napetosti temperaturnega senzorja z umetno vgrajeno napetostjo ničenja in toleranco integriranih uporov Z vzorčenjem izhodne napetosti temperaturnega senzorja želimo odstraniti prehodne pojave, ki se zgodijo ob preklopu komponent zaradi dinamičnega enačenja. Slika 54 prikazuje časovni potek izhodne napetosti temperaturnega senzorja ob 3 različnih temperaturah (v simulaciji je zaradi nazornosti dodan napetostni vir, ki simulira napetost ničenja). Vidimo, da prehoda iz višje napetosti do nižje napetosti in nazaj nista enaka. To bi v pretvorbi temperature pomenilo dodatno napako v digitalni vrednosti temperature. Zato v vezju za vzorčenje sinhroniziramo vzorčevalni signal tako, da temperaturno napetost vzorčimo v stabilnem stanju, torej točno na polovici med dvema prehodoma (slika 55). Izhodni signal vzorčevalnika ima še zmeraj enako izmenično komponento, vendar pa je prehodni pojav enak na obeh frontah signala. Ta signal pripeljemo na vhod analogno digitalnega pretvornika, kjer se integrira. Integracija mora biti sinhronizirana z vzorčevanjem in mora vsebovati celo število period temperaturnega signala. Le tako lahko zagotovimo dobro filtriranje izmenične komponente v izhodnem signalu temperaturnega senzorja. Slika 55: Simulacija vzorčenja temperaturne napetosti Vzorčevalnik je sestavni del analognega multiplekserja (slika 56), ki preklaplja med signali temperaturnega senzorja, zunanjimi senzorji in baterijsko napetostjo. Sestavljata ga stikalo s4 in kondenzator c1. Krmilni signal za vzorčenje se imenuje fsh in je pripeljano na signal za izbiro temperaturnega senzorja rfjemp. V mikrosistemu SAL imajo vsi trije zgoraj omenjeni procesi isti izvor ure, ki se nato deli z različnimi faktorji. Tipična izhodna frekvenca oscilatorja znaša 3 MHz. Za analogno digitalni pretvornik je izbran faktor deljenja 4, kar pomeni 750 kHz. Za vzorčevalnik je uporabljen faktor deljenja 32, torej je frekvenca vzorčenja 93,75 kHz. Za vezje dinamičnega enačenja komponent v temperaturnem senzorju uporabljamo faktor deljenja 64 in je tako frekvenca 46,875 kHz, Slika 56: Analogni multiplekser z vzorčevalnikom Delovanje analogno digitalnega pretvornika je razdeljeno med 3 faze. Dolžina prve faze, ki je uporabljena za kompenzacijo neidealnosti napetostnega primerjalnika, je odvisna od napajalne napetosti. Druga faza, kjer se integrira vhodni signal, ima konstantno dolžino trajanja, tretja faza je odvisna od velikosti vhodnega signala. Pomembno je, da ima faza integracije vhodnega signala konstantno dolžino trajanja. Dolžina te faze je 1024 ciklov urinega signala v analogno digitalnem 1 3653 ms pretvorniku, kar znese 1,3653 ms. V tem času zajamemo 2i -- - =64 period izhodnega ,33 u s signala temperaturnega senzorja, s čemer je zajeto celo število period. 4.2.5.6 Vezje za zajemanje signalov zunanjih senzorjev Poleg integriranega temperaturnega senzorja je na integriran mikrosistem SAL možno priključiti tudi dva zunanja senzorja. Podprti so senzorji z izhodnimi veličinami: upornost, prevodnost, kapacitivnost, napetost, tok. Med takšnimi senzorji najdemo senzorje temperature, vlage, pritiska, kemijskih spojin, pospeška, magnetnega polja in svetlobe različnih valovnih dolžin. Vezje za zajemanje signalov zunanjih senzorjev (v nadaljevanju SFE) ima vgrajeno tudi avtomatsko nastavitev merilnega območja. Problem je v zagotavljanju nizke porabe (dolga življenjska doba vgrajene tiskane baterije), optimalnem koriščenju razpoložljivega pomnilniškega prostora in optimalnih algoritmih zajemanja podatkov iz različnih zunanjih senzorjev. Slika 57: Shema vezja za zajemanje zunanjih senzorjev Rešitev je v selektivnem krmiljenju in selektivnem napajanju senzorjev ob minimalni aktivnosti procesorja SFE, ter zajemanje podatkov takrat, ko se le ti spreminjajo. To zagotovi varčevanje z energijo (baterijo) in manj potrebnega pomnilniškega prostora zaradi shranjevanja le najpomembnejših podatkov. Rešitev kompleksnosti vzbujanja in zajemanja podatkov, zaradi različnosti senzorjev, rešujemo s povsem avtomatično nastavitvijo merilnega območja. Shema SFE je prikazana na sliki 57. Zunanja senzorja se sta povezana na signala vextl in vext2. Signal out_exc je uporabljen za izmenično vzbujanje kapacitivnih senzorjev, na katere ne smemo priključiti enosmeren napetosti. V vezju je en operacijski ojačevalnik (OP) in en napetostni primerjalnik (CO). Operacijski ojačevalnik je z različnimi stikali možno povezati v različne vezave. Ta stika so: s23, s41, s24, m3 in m8. Napetostni primerjalnik se uporablja le v algoritmu za avtomatično nastavljanje merilnega območja. Z njim zaznamo, da je ojačan izhodni signal zunanjega senzorja, znotraj napetostnega območja analogno digitalnega pretvornika. Algoritem za avtomatično nastavitev merilnega območja se izvaja z digitalnim nastavljanjem ojačanja (AGC). Nastavljamo lahko napetostno ojačanje (V-AGC), ali tokovno ojačanje (I-AGC). S tem algoritmom želimo signal senzorja ojačiti in čim bolj približati največji vhodni napetosti v analogno digitalni pretvornik, ki v konkretni izvedbi znaša 600mV. Digitalna koda nastavitve AGC je vrednost merilnega območja in predstavlja zgornje bite (MSb). Spodnje bite (LSB) doda AD pretvornik . 1m 2m 3m Slika 58: Simulacija algoritma za avtomatično nastavite ojačanja (AGC) SFE ima tudi možnost samodejne zaznave spremembe na zunanjem senzorju, v tako imenovanem prekinitvenem načinu delovanja. V tem delovanju je zunanji senzor neprestano vzbujan z zelo majhnim tokom (125nA), napetost pa neprestano nadzira napetostni primerjalnik v prekinitvenem vezju (slika). i125na_1 i125na_2 Slika 59: Prekinitveno vezje v SFE Prekinitveno vezje ima svoj napetostni primerjalnik in svoj tokovni izhod za vsak zunanji senzor. Uporabnik ima možnost izbire, kateri zunanji senzor bo uporabljen za prekinitev. Uporabi lahko tudi oba zunanja senzorja. Ko prekinitveno vezje zazna prehod napetosti preko referenčne točke (■virqlev), zbudi preostalo vezje. Za aktiviranje vezja je uporabljen enak postopek, ko pri prekinitvi s časovnikom. Ko so vzpostavljene referenčne napetosti in sistemska ura, se vklopi vezje za avtomatično nastavitev merilnega območja. Slika 60 prikazuje simulacijo prekinitvenega vezja s kapacitivnim senzorjem. Začetek algoritma je pri 1 ms. Kmalu za tem se postavi signal irqil in čaka na rezultat algoritma. V tem času signal EXT1 (napetost na senzorju) narašča. Če ta napetost v določenem času (2 periodi signal flk) ne doseže točke virq lev se bo sprožila prekinitev (signal irq). Slika 60: Simulacija prekinitvenega vezja s kapacitivnim zunanjim senzorjem 4.2.6 Napredne funkcije beleženja Beleženje temperature, časa in drugih senzorskih podatkov je osnovna funkcija opisanega mikrosistema. Osnovni način shranjevanja podatkov v EEPROM pomnilnik je nekompresiran. Pri vsakem prekinitvenem signalu časovnika najprej sproži analogno digitalna pretvorba. Nato se v pomnilnik vpiše čas in senzorski podatek (ali več senzorskih podatkov). Ob uporabi standardnega zapisa časa (na primer UNIX čas), uporabimo 32 bitov za zapis časa, n*10 bitov za podatke iz analogno digitalnega pretvornika in n*5 bitov za podatek iz bloka za nastavitev območja merjenja. Velikost pomnilnika je omejena, saj ima že EEPROM pomnilnik, velikosti 8 k bitov, površino 0,8 mm2. Zato občutno prispeva k skupni površini integriranega vezja in posledično k njegovi ceni. Na ceno vpliva tudi testni čas pomnilnika, saj je potrebno vsako bitno celico v pomnilniku posebej preizkusiti v testnem programu. Tako testni čas, ki je potreben za pomnilnik, raste linearno z njegovo velikostjo, oz. s količino bitnih celic. Razvidno je, da je motivacija za kompresijo podatkov beleženja velika. V ta namen smo v integrirano vezje vgradili različne možnosti: 1. Gosto beleženje, 2. Beleženje izven meja, 3. Beleženj e prehodov mej, 4. Števci podatkovnih točk izven meja, 5. Algoritem za dinamično izračunavanje življenjske dobe. 4.2.6.1 Gosto beleženje Gosto beleženje je način beleženja, kjer se ne shranjuje informacije o času, ampak samo senzorski podatek. Za rekonstrukcijo časa je v pomnilniku dodeljen prostor, kjer integrirano vezje shranjuje število izvedenih meritev in je shranjen tudi absolutni čas začetka beleženja. Čas začetka beleženja vpiše RFID izpraševalnik z ukazom, ki zažene beleženje (Start Log). Iz števila meritev in intervala beleženja je možno izračunati absolutni čas zadnjega dogodka, ki je shranjen v pomnilniku. Te=nm\TS + Tt) , (58) Te - absolutni čas zadnjega dogodka, Ts - absolutni čas začetka beleženja, Ti - interval beleženja, nm - število meritev. Spominska lokacija Vnos Razvrstitev bitov 1 Leto Leto [5:0] Mesec Mesec [3:2] Mesec [1:0] 2 Dan Dan [4:0] Ura Ura [4] 3 Ura [3:0] Minuta Minuta [5:2] 4 Minuta [1:0] Sekunda Sekunda [5:0] Tabela 4: Oblika začetnega časa Začetni čas beleženja (Tabela 4), ki je shranjen v pomnilniku, ima obliko podobno UTC (leto, mesec, dan, ura minuta in sekunda). V pomnilniku se podatki v gostem beleženju lahko shranjujejo na dva načina. V prvem načinu dosežemo največjo gostoto podatkov tako, da podatke shranjujemo preko meja bytov. V pet 8-bitnih pomnilniških lokacij lahko zato shranimo 4 senzorske podatke. Ta način shranjevanja se uporablja samo za notranji temperaturni senzor, kjer ne rabimo dodatnega podatka iz bloka za nastavitev območja merjenja. Spominska lokacija Številka bita in meritve CD 5 4 3 2 1 0 1 Meritev 1 2 Meritev 2 Meritev 1 3 Meritev 3 Meritev 2 4 Meritev 4 Meritev 3 5 Meritev 4 Tabela 5: Gosti način beleženja z integriranim senzorjem temperature V drugem načinu gostega beleženja je možno shranjevati poleg temperature, tudi podatke iz zunanjih senzorjev in stanje baterije. K 10 bitni kodi AD pretvornika, je pri zunanjih senzorjih, potrebno shraniti še 5 bitno kodo vezja za avtomatično nastavitev merilnega območja. V celoten pomnilniški prostor, ki je rezerviran za beleženje, lahko s tem načinom shranimo 819 temperaturnih točk. Na prvi pogled to sicer ne zveni veliko, vendar je temperatura veličina, ki se ne spreminja hitro, zato ne potrebujemo hitrega vzorčenja. Pri izbranem intervalu beleženja 5 minut, pomnilniški prostor zadostuje za 68 ur beleženja, torej 2 dni in 20 ur. Spominska lokacija Številka bita in meritve 7 6 5 4 3 2 1 0 1 Meritev zunanjega senzorja 1 2 1 Območje zunanjega senzorja 1 Meritev z.s. 1 3 Meritev zunanjega senzorja 2 4 1 Območje zunanjega senzorja 2 Meritev z.s. 2 5 Meritev temperaturnega senzorja 6 Meritev baterijske napetosti Meritev t.s. Tabela 6: Gosti način beleženja z integriranim senzorjem in zunanjimi senzorji 4.2.6.2 Beleženje in števci podatkovnih točk izven meja V mikrosistemu SAL imamo implementirane štiri meje (Slika 61). Dve za nizke vrednosti senzorskih podatkov in dve za visoke vrednosti podatkov. Uporabnik ima možnost izbire petih pasov: sredinski pas (oz. normalen pas), nizek in visok pas, ter zelo nizek in zelo visok pas. Pasove si lahko določi poljubno ozko ali široko, odvisno od tipa izdelka in načina transporta oz. skladiščenja. Določi si lahko pas z normalno temperaturo, kjer se podati ne bodo shranjevali. Naslednja dva pasova imata temperaturo že zunaj normale, vendar pa določen čas prekoračitve normalne temperature ni problematičen. V zadnjih dveh pasovih je temperatura že tako daleč stran od normalne, da lahko pride do poškodbe izdelka. Ob beleženju podatkov tako integrirano vezje vedno primerja opisane 4 meje s trenutno vrednostjo senzorske veličine in se glede na rezultat primerjave odloči, če je potrebno podatek shraniti ali ne. Slika 61: Meje in pasovi Osnovni način beleženja podatkov z uporabo mej je tako imenovano beleženje podatkov zunaj meja ( Tabela 7, Slika 62). V tem načinu se v pomnilnik zapiše vsak podatek, ki je nad visoko mejo ali pod nizko mejo. Zraven senzorskega podatka se mora v pomnilnik shraniti tudi čas meritve, ki je lahko absolutni čas, relativni čas glede na začetek beleženja ali pa samo zaporedna številka meritve. Spominska lokacija Številka bita in meritve 7 6 5 4 3 2 1 0 1 Meritev zunanjega senzorja 1 2 1 Območje zunanjega senzorja 1 Meritev z.s. 1 3 Meritev zunanjega senzorja 2 4 1 Območje zunanjega senzorja 2 Meritev z.s. 2 5 Meritev temperaturnega senzorja 6 Meritev baterijske napetosti Meritev t.s. 7 Zaporedna številka meritve 8 Zaporedna številka meritve Tabela 7: Način beleženja izven meja Meje, ki jih uporabnik shrani v pomnilnik, se lahko nanašajo na integrirani temperaturni senzor, ali pa na zunanje senzorje. S tem je omogočena velika fleksibilnost sistema. Načrtovalec končnega sistema lahko uporabi zunanji temperaturni senzor, če mu natančnost ali območje integriranega senzorja ne ustreza. Pri tem pa še vseeno uporabi beleženje z upoštevanjem mej. Zaradi prihranka prostora v EEPROM pomnilniku, imamo v njem rezerviran prostor za samo en nabor mej. Če bi uporabili večji pomnilnik, bi lahko imeli za vsak senzor svoj nabor mej. Pri odločitvi o shranjevanju podatkov pa bi lahko uporabili vsak senzor. Če bi bil samo en senzor zunaj mej, bi podatke shranili. T A Slika 62: Način beleženja temperature in časa z uporabo mej - zaradi preglednosti je prikazanih samo nekaj točk Slika 63 prikazuje način beleženja prehodov mej. Zabeleži se samo točka prehoda temperature preko ene od štirih določenih mej. Ob točki prehoda se v trajni pomnilnik zabeleži vrednost temperature in čas prehoda. t1 t2 t3 t4 t5 t6 t Slika 63: Beleženje prehodov mej 4.2.6.3 Zaščita podatkov Prednost uporabe mikrosistema SAL je v sledenju fizikalnih parametrov, ki vplivajo na obstojnost izdelka. Tako kupec kot proizvajalec občutljivih izdelkov želita zagotovilo, da je izdelek dostavljen kupcu brez napak. Zato bo proizvajalec temperaturno občutljivemu izdelku določil transportne temperaturne meje, ki jih logistično podjetje pri dostavi mora upoštevati. Mikrosistem SAL lahko uporabi proizvajalec ali logistično podjetje za nadzor in dokaz kupcu, da je bilo z izdelkom ravnano v skladu s transportnimi zahtevami. Konkurenčnost in zahteva po nižjih transportnih cenah pa lahko pripeljeta do nespoštovanja transportnih zahtev, skrivanja dejanskega postopka transporta ali prirejanja shranjenih podatkov na mikrosistemu SAL. Pomnilniška lokacija Geslo Funkcija 1 Sistemsko geslo [31:24] Zaščita pred branjem in pisanjem sistemskega področja 2 Sistemsko geslo [23:16] 3 Sistemsko geslo [15:8] Zaščita pred pisanjem 4 Sistemsko geslo [7:0] sistemskega področja 5 Uporabniško geslo [31:24] Zaščita pred branjem in pisanjem 6 Uporabniško geslo [23:16] uporabniškega področja 7 Uporabniško geslo [15:8] Zaščita pred pisanjem uporabniškega področja 8 Uporabniško geslo [7:0] 9 Merlino geslo [31:24] Zaščita pred branjem in pisanjem merilnega področja 10 Merlino geslo [23:16] 11 Merlino geslo [15:8] Zaščita pred pisanjem merilnega področja 12 Merlino geslo [7:0] Tabela 8: Gesla za zaščito pred branjem in pisanjem Za zaščito podatkov v trajnem pomnilniku so v mikrosistemu SAL pripravljena tri gesla. Vsako od teh gesel ščiti svoje področje. Sistemsko geslo ščiti nastavitve, kot je interval beleženja, meje, začetni čas beleženja,... Uporabniško geslo ščiti podatke, ki so v uporabniškem delu EEPROM pomnilnika. Merilno geslo ščiti podatke, ki jih shranjujemo ob beleženju. Vsa gesla so 32-bitna in so shranjena v sistemskem pomnilniku, do katerega ni možno dostopati z RFID izpraševalnikom. Zaščita z geslom se vklopi, ko uporabnik prvič vpiše geslo, ki je različno od 0. Gesla se vpišejo z ukazom „Set Password". Dostop do določenega področja se lahko spet odpre z ukazom „Open Area" in pravilnim geslom. Vsa tri gesla so razdeljena na dva 16-bitna dela, kjer spodnjih 16 bitov določa zaščito pred vpisovanje, zgornjih 16 bitov pa zaščito pred branjem in vpisovanjem (tabela 8). Poleg zaščite z gesli je vpeljan tako imenovan varni način delovanja. V ta namen izkoriščamo mehanizem zaklepanja pomnilniških lokacij z zastavicami. V ISO 15693 standardu se za zaščito pred prepisovanjem podatkov uporabljajo zastavice, ki zaklenejo vsako posamezno pomnilniško lokacijo. To lahko naredi uporabnik z ukazom „Lock Block", ki zaklene le eno pomnilniško lokacijo (tipično je velika 4 byte). Za zaklepanje več lokacij mora uporabnik poslati več ukazov. V mikrosistemu SAL smo definirali ukaz „Initialize", v katerem uporabnik določi, koliko pomnilniških lokacij bo uporabljenih za uporabniške podatke in koliko za merilne podatke. Hkrati lahko postavi zastavico za varni način delovanja. V tem primeru bo enota za izvajanje ukazov avtomatično zaklenila vse lokacije, ki so določeni za beleženje senzorskih podatkov. Ko so lokacije enkrat zaklenjene, ni več možno spreminjati vsebine, prav tako pa jih ni možno odkleniti. Dostop je omogočen le končnemu avtomatu stanj za beleženje. Varni način delovanja se lahko uporabi, kadar obstaja določena verjetnost, da je nekdo ugotovil merilno geslo in ima namen spreminjati merilne podatke. Zaklenjene lokacije namreč ni možno spreminjati, tudi če je geslo znano. 4.3 Rezultati meritev in sklep Meritve so bile izvršene na integriranem vezju v laboratoriju podjetja IDS d.o.o. in na Fakulteti za elektrotehniko na Univerzi v Ljubljani. V tem poglavju so predstavljeni rezultati nekaterih meritev, ki so bile narejene za evaluacijo pretvorbe temperature. V meritvah so bili analizirani temperaturni senzor, referenčna napetost in celoten sistem pretvorbe temperature v digitalno vrednost. Slika 64: Tiskano vezje uporabljeno za merive mikrosistema SAL Temperaturne meritve so bile izvedene v komori ESPEC SU-241 s temperaturno stabilnostjo 0,5°C. Za merjenje analognih enosmernih napetosti je bil uporabljen digitalni multimeter FLUKE 189, ki ima pogrešek meritve enosmerne napetosti 0.03% + 2 LSb. V prvem sklopu meritev sta bila v temperaturni komori dva mikrosistema SAL, ki sta bila pritrjena vsak na lastno merilno tiskano vezje (slika 64). Komunikacija z mikrosistemoma je potekala s pomočjo RFID izpraševalnika in SPI vmesnika. SPI vmesnik je bil uporabljen za nastavljanje testnih načinov merjenja analognih napetosti, medtem ko je bil RFID izpraševalnik uporabljen za branje digitalne vrednosti temperature (slika 65). .SB iži H|»i s "I !: [ cn^f » " „,. CUn"" '..., 9gr'dec" h Z Cl G? o • r?- a| J o o 01 ON 1 2 " * « y'\ . < .., g «» • w k ir» Pl » J12 hi ' PflD3 j a Ipal-j H P (»03 38 M C fe>IDS tli kil » u ss LEDI Ji | -Jj HIWItrtNT* JC12 H 3 . 1 I ft I I. " Slika 65: Fotografija RFID izpraševalnika uporabljenega pri meritvah V drugem sklopu meritev je bilo v komori hkrati 8 mikrosistemov SAL, kjer je bil vsak pritrjen na lastno merilno tiskano vezje. Pri teh meritvah je komunikacija potekala v celoti preko RFID izpraševalnika. Za meritev temperature je bila uporabljena funkcija beleženja. Meritve so bile izvedene od temperature -40°C do +70°C, v korakih po 10°C. Za vsako temperaturno točko je bilo izvedenih vsaj 80 pretvorb temperature v digitalno vrednost. Po vsakem ciklu AD pretvorb smo, s pomočjo RFID izpraševalnika, prebrali shranjene vrednosti in jih shranili v podatkovno zbirko. Izvede so bile tudi obsežne meritve in testiranja komunikacijskih funkcij in funkcij beleženja. V ta namen je bilo razvito testno okolje, ki omogoča enostaven vnos in izvajanje RFID ukazov ter enostaven grafični izpis shranjenih podatkov. Slika 66: Grafično okolje, ki je bilo razvito za testiranje funkcionalnosti beleženja 4.3.1 Meritve temperaturnih lastnosti analognih funkcij V sklopu teh meritev smo izmerili temperaturno odvisnost nekaterih analognih funkcij integriranega vezja v območju od -40°C do +80°C v korakih po 5°C. Pri vsaki temperaturni točki je bilo narejenih 10 meritev. Napajalna napetost je znašala 3 V. V tabelah in grafih je prikazana povprečna vrednost desetih meritev. V tem poglavju so prikazani rezultatih dveh mikrosistemov SAL. T(°C) Tr(°C) TM(Dec) tM(°c) VM(mV) Vr(mV) Vbg(mV) -40 -40,49 298,7 -40,73 387,38 302 463,2 -35 -35,32 327,3 -35,72 395,6 302 463 -30 -30,26 357,4 -30,46 404,35 302 462,8 -25 -25,15 387,3 -25,22 412,95 302 462,55 -20 -20,25 416,4 -20,13 421,3 301,9 462,3 -15 -15,09 446,1 -14,93 429,7 301,9 462 -10 -10,04 475,6 -9,77 438,05 301,9 461,8 -5 -5,05 505 -4,62 446,4 301,85 461,5 0 0,06 534,1 0,47 454,7 301,8 461,3 5 5,09 563,7 5,65 463,2 301,8 461 10 10,05 593,2 10,81 471,6 301,8 460,8 15 15,18 622,3 15,9 479,9 301,8 460,6 20 20,1 652,1 21,12 488,3 301,78 460,3 25 25,16 681,7 26,3 496,7 301,7 460 30 30,28 710,8 31,39 504,9 301,7 459,8 35 35,26 740 36,5 513,2 301,7 459,5 40 40,34 770,8 41,89 521,65 301,6 459,2 45 45,35 800,1 47,02 530,1 301,6 458,9 50 50,46 830,4 52,32 538,45 301,5 458,6 55 55,59 859,8 57,47 546,8 301,5 458,25 60 60,78 890,2 62,79 555,2 301,5 457,9 65 65,94 920,6 68,11 563,65 301,4 457,6 70 71,06 950,2 73,29 572 301,3 457,3 75 76,12 981,3 78,73 580,55 301,3 456,9 80 81,38 1012,2 84,14 589,1 301,2 456,55 Tabela 9: Rezultati meritev prvega integriranega vezja T - nastavljena temperatura notranjosti komore, Tr - temperatura ,izmerjena z referenčnim senzorjem, Tm - pretvorjena digitalna vrednost temperature (LSb), VM - izhodna napetost integriranega temperaturnega senzorja, Vr - referenčna napetost AD pretvornika, Vbg - bandgap napetost. Tabela 9 prikazuje rezultate meritev prvega senzorja. Slika 67 prikazuje temperaturno odvisnost izhodne napetosti. Nelinearnost temperaturnega senzorja v temperaturnem območju od -40°C do +80°C prikazuje slika 68. Za analizo napake temperaturnega senzorja smo vzeli mejni vrednosti pri -40°C in +80°C. T(C) Slika 67: Izhodna napetost temperaturnega senzorja v prvem integriranem vezju T(C) Slika 68: Nelinearnost temperaturnega senzorja v prvem integriranem vezju Slika 69 prikazuje temperaturno odvisnost bandgap napetosti, ki je v tem integriranem vezju precej velika, saj močno pada z naraščajočo temperaturo. S kalibracijo temperaturnega koeficienta bandgap napetosti dosežemo občutno boljši rezultat, vendar še zmeraj ostane nelinearna odvisnost, ki jo prikazuje slika 70. 464 463 462 461 S? 460 JE j? 459 > 458 457 456 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 T(C) Slika 69: Temperaturna odvisnost bandgap napetosti v prvem integriranem vezju 0,1 0 -0,1 -0,2 t -0,3 01 01 i? -0,4 > -0,5 -0,6 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 T(C) Slika 70: Temperaturna nelinearnost bandgap napetost v prvem integriranem vezju Slika 71 prikazuje izhodno kodo analogno digitalnega pretvornika v temperaturnem območju od -40°C do +80°C. Na sliki 72 je prikazana nelinearnost pretvorbe temperature, kjer je zajet celoten sitem pretvorbe: nelinearnost samega temperaturnega senzorja, nelinearnost referenčne napetosti in nelinearnost analogno digitalnega pretvornika. Te napake ni mogoče odpraviti s sistemom kalibracije, ki je vgrajen v mikrosistem SAL, zato predstavlja mejo točnosti meritve temperature. Tr(°C) TM(Dec) tM(°c) VM(mV) Vr(mV) Vbg(mV) -40,49 311,5 -40,48 389,1 299,8 461,5 -35,32 341,1 -35,42 397,8 299,9 461,6 -30,26 370,8 -30,34 406,5 300,1 461,6 -25,15 399,6 -25,42 415,1 300,3 461,6 -20,25 427,6 -20,63 423 300,4 461,5 -15,09 458,2 -15,4 431,7 300,5 461,4 -10,04 486,8 -10,51 440,1 300,6 461,4 -5,05 515,5 -5,6 448,4 300,7 461,3 0,06 544,9 -0,57 456,9 300,8 461,2 5,09 574,7 4,52 465,5 300,8 461 10,05 603 9,36 473,6 300,8 460,9 15,18 633,4 14,56 482,3 300,9 460,7 20,1 662,1 19,47 490,4 300,9 460,5 25,16 692 24,58 498,9 300,9 460,3 30,28 722,6 29,81 507,5 300,9 460,1 35,26 751,7 34,79 516,9 300,9 459,8 40,34 782 39,97 524,4 300,9 459,6 45,35 811,8 45,07 532,8 300,9 459,3 50,46 842,1 50,25 541,4 300,9 459,1 55,59 872,5 55,45 550 300,9 458,8 60,78 903,9 60,82 558,7 300,9 458,5 70,94 966,2 71,47 576 300,8 457,7 81,06 1023 81,18 593,4 300,6 457,1 Tabela 10: Rezultati meritev drugega integriranega vezja Tr - temperatura notranjosti komore, izmerjena z referenčnim senzorjem Tm - pretvorjena digitalna vrednost temperature (LSB), VM - izhodna napetost integriranega temperaturnega senzorja, Vr - referenčna napetost AD pretvornika, Vbg - bandgap napetost. T(C) Slika 71: Rezultat pretvorbe temperature v digitalno vrednost pri prvem integriranem vezju Temp(C) Slika 72: Nelinearnost analogno digitalne pretvorbe temperature pri prvem integriranem vezju Tref(C) Slika 73: Izhodna napetost temperaturnega senzorja v drugem integriranem vezju Tref(C) Slika 74: Nelinearnost temperaturnega senzorja v drugem integriranem vezju Tref(C) Slika 75: Temperaturna odvisnost bandgap napetosti v drugem integriranem vezju V obeh izmerjenih integriranih vezjih opazimo podobno obliko nelinearnosti pretvorbe temperature. Nelinearnost pretvorbe je podobna nelinearnosti referenčnega napetostnega vira, kar pomeni, da je za izboljšanje sistema potrebno izboljšati temperaturno odvisnost bandgap vira. -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Tref(C) Slika 76: Temperaturna nelinearnost bandgap napetost v drugem integriranem vezju Tref(C) Slika 77: Rezultat pretvorbe temperature v digitalno vrednost pri drugem integriranem vezju 40- 53- -30 -25 -02 -51 0-1 -5 0 5 01 15 02 25 03 35 40 54 50 55 60 Tref(C) Slika 78: Nelinearnost analogno digitalne pretvorbe temperature pri drugem integriranem vezju Za aplikacije sledenja je izmerjena točnost pretvorbe zadostna, saj običajno potrebujemo manjše temperaturno območje. V fazi kalibracije referenčne napetosti in temperaturne pretvorbe imamo možnost izbrati temperaturni pas, kjer bo mikrosistem SAL uporabljen, in tako v tem pasu minimizirati napako. Običajen pas, ki je uporabljen v produkciji, med od -20°C in +40°C, na zahtevo pa je možno pas prestaviti proti nižjim ali višjim temperaturam. 4.3.2 Meritve sipanja temperaturne pretvorbe Meritve sipanja temperaturne pretvorbe so bile izvedene na 8 nekalibriranih integriranih vezjih. Namen meritev je predvsem določitve ponovljivosti meritev na različnih integriranih vezjih ter določitev območja sipanja. Vseh 8 integriranih vezij je iz iste silicijeve rezine, zato je pričakovano nekoliko večje sipanje lastnosti na integriranih vezij iz različnih silicijevih rezin. Ker je pri meritvah šlo za nekalibrirana integrirana vezja, je pri teh meritvah prisotna tudi napaka ojačanja in enosmerna premaknitev (slika 79). Obe napaki sta odvisni od referenčne napetosti analogno digitalnega pretvornika (poglavje 4.2.5.4). Po kalibraciji referenčne napetosti preostanek napake, zaradi enosmerne premaknitve, dodatno kalibriramo v digitalnem delu analogno digitalnega pretvornika. 100 80 60 40 20 -20 -40 -60 I> E0 36 10 00 00 00 00 04 < E0 36 02 00 00 00 00 05 X E0 36 10 00 00 00 00 09 o E0 36 10 00 00 00 00 0A ^ E0 36 10 00 00 00 00 0B x E0 36 10 00 00 00 00 0D E0 36 10 00 00 00 00 0E x E0 36 10 00 00 00 00 0F o -60 -40 -20 20 40 60 80 Temperatura (C) Slika 79: Absolutna vrednost temperature izmerjena z 8 mikrosistemi SAL 0 0 Slika 80 Prikazuje nelinearnost pretvorbe 8 mikrosistemov, kjer smo za točko linearizacije vzeli -20°C in +40°C. Ti točki sta bili določeni, ker je večina aplikacij omejena na ta temperaturni pas. 1 0,5 0 O V -0,5 ro ro Z -1 -1,5 -2 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 Temperatura (C) Slika 80: Nelinearnost pretvorbe temperature pri 8 mikrosistemih SAL 4.3.3 Meritve kalibracije temperaturnega koeficienta bandgap vira V tem sklopu meritev smo izmerili možnost kalibracije bandgap napetostnega vira. V bandgap vezju imamo možnost kalibrirati temperaturni koeficient(TC). Meritve so bile izvedene na dveh integriranih vezjih, pritrjenih na tiskana vezja. Meritev smo ponovili pri dveh napajalnih napetostih, 1,2 V in 2,6 V. Najprej smo izmerili karakteristiko bandgap napetosti v nekalibriranm stanu (slika 81) in nato v kalibriranem stanju (slika 82). □ E0 36 10 00 00 o E0 36 02 00 00 -*-E0 36 10 00 00 A E0 36 10 00 00 > E0 36 10 00 00 O E0 36 10 00 00 M E0 36 10 00 00 X E0 36 10 00 00 00 00 04 00 00 05 00 00 09 00 00 0A 00 00 0B 00 00 0D 00 00 0E 00 00 0F Temperatura (C) Slika 81: Meritev bandgap napetosti pred kalibracijo S kalibracijo bandgap napetosti želimo doseči čim manjši temperaturni koeficient. Nelinearne odvisnosti bandgap napetosti od temperature ne moremo kalibrirati. Temperatura (C) Slika 82: Meritev bandgap napetosti po kalibraciji Temperatura (C) Slika 83: Meritev bandgap napetosti pri treh kalibracijskih kodah Slika 83 prikazuje izhodno napetost bandgap napetostnega vira pri treh različnih kalibracijskih kodah. Pri kalibraciji temperaturnega koeficienta bandgap napetosti povzročimo tudi enosmerno premaknitev, kar pa naknadno popravimo s kalibracijo referenčne napetosti za AD pretvornik. 4.3.4 Sklep V doktorski disertaciji je predstavljena zasnova integriranega mikrosistema za brezkontaktno identifikacijo in beleženje. Poseben poudarek je dan načrtovanju analognih sklopov integriranega vezja pri omejitvi nizkega napajanja in majhni porabi celotnega vezja. Ciljni izdelek, kjer bo uporabljena predstavljena zasnova mikrosistema, je baterijsko podprta RFID značka. Za izvor napajanja je uporabljena tankoplastna tiskana baterija, ki je zaradi majhne debeline posebej primerna za to aplikacijo. Predvidena velikost končnega izdelka je v formatu kreditnih kartic (velikost in debelina). Slika 84: Fotografija izdelanega testnega integriranega vezja (levo) in njegova geometrija (desno) Na sliki 84 levo je prikazana fotografija testnega integriranega vezja, ki je bilo izdelano v okviru doktorske disertacije. Na sliki desno je prikazana geometrija vezja. Spodaj desno se v področju velike gostote celic vidi digitalna enota. Nad njo je viden EEPROM pomnilnik in napetostni množilnik za napajanje pomnilnika. Spodaj levo je vidna RF AE enota, zgoraj levo pa merilna enota integriranega vezja. Na fotografiji so na skrajnem desnem robu prikazani tudi testni priključki vezja, ki na geometriji niso vidni. Nadaljne raziskave na področju merjenja temperature bodo usmerjene v izboljšane postopke kalibracije temperaturne pretvorbe in v uporabniško nastavljiva temperaturna območja. V trenutni zasnovi integriranega vezja je teoretično temperaturno območje za analogno digitalno pretvorbo med -90 °C in +80 °C. Ločljivost v tem temperaturnem območju je 0,175 °C. Nelinearnost v zmanjšanem temperaturnem območju med - 20 °C in +40 °C znaša ±0,5 °C. Prihodnje raziskave bodo usmerjene na uporabniško nastavljiva temperaturna območja in na optimalne algoritme kalibracije vezij v fazi proizvodnje. Uporabnikom bi radi ponudili ožja temperaturna območja z izboljšano ločljivostjo in nelinearnostjo. Na področju beleženja senzorskih podatkov bodo raziskave usmerjene v izboljšano izkoriščenost trajnega pomnilnika. Zaradi pritiskov na končno ceno, je verjetnost, da bo v prihodnje uporabljen večji EEPROM, zelo majhna. To bi namreč povečalo površino vezja in s tem proizvodnjo ceno. Predvsem bi radi integrirali algoritem za avtomatično izračunavanje življenjske dobe. Na področju varovanja podatkov so izboljšave možne v enkripciji komunikacijskih podatkov. S trenutno rešitvijo dobro ščitimo podatke, ki so shranjeni v pomnilniku, prenos podatkov je pa popolnoma brez zaščite. Na področju RFID standardov bo nadaljnji razvoj usmerjen v sisteme za ultra visoke frekvence, predvsem standard EPC Gen2. Ta standard ima velik potencial, saj je zasnovan z namenom, da zamenja črtne kode. Prednost sistemov na ultra visokih frekvencah je predvsem boljši domet in cenejša izdelava značk. 5 Izvirni znanstveni prispevki • Zasnova rešitve problema dvojnega napajanja in izgube podatkov v integriranem mikrosistemu. Predstavljena je nova rešitev napajalnega sistema, ki za preklop napajalnega vira, uporablja aktivno krmiljenje stikal. Zasnova omogoča branje podatkov iz trajnega pomnilnika tudi po izpraznitvi baterije. • Zasnova naprednih funkcij beleženja fizikalnih veličin v sistemu beleženja pogojev sledenja. Predstavljeni so različni načini beleženja fizikalnih veličin, ki optimalno izkoristijo velikost trajnega pomnilnika. Omogočajo prilagoditev sistema na ciljno aplikacijo. • Analiza vplivov delovnih pogojev na preciznost merjenja fizikalnih veličin in izboljšane metode merjenja temperature na čipu. Narejena je analiza vplivov proizvodnih toleranc in nizke napajalne napetosti na natančnost merjenja temperature. Predstavljena je izboljšana rešitev temperaturnega senzorja, vira referenčne napetosti, sinhronega filtriranja ter analogno digitalnega pretvornika. Vse analize in izboljšave so bile narejene v smislu znižane porabe vezij in delovanja vezij pri zelo nizkem napajanju. • Nov in univerzalen pristop k rešitvi napajanja in zajemanja signalov različnih zunanjih senzorjev. Predstavljeno je vezje za zajemanje signalov zunanjih senzorjev, ki omogoča uporabo različnih tipov analognih senzorjev. Zasnova novega algoritma omogoča različne načine zajemanja signalov (predvzbujanje, prekinitveno delovanje, avtomatična nastavitev merilnega območja) • Zasnova novih algoritmov za zaščito podatkov in zaščito dostopa. Predstavljen je sistem zaščite sistemskih, uporabniških in merilnih podatkov, shranjenih na trajnem pomnilniku. Sistem omogoča različne nivoje zaščite, ki so prilagojeni aplikacijam za sledenje in beleženje fizikalnih pogojev pri skladiščenju in transportu. Zahvala Zahvaljujem se mentorju, izr. prof. dr. Antonu Pleteršku, za vodenje pri izdelavi doktorske disertacije. Za pomoč pri razvoju in meritvah se zahvaljujem sodelavcem v podjetju IDS d.o.o., še posebej dr. Vinku Kuncu. Zahvaljujem se prof. dr. Janezu Trontlju in Laboratoriju za mikroelektroniko za posojeno merilno opremo. Še posebej pa bi se rad zahvalil Špeli za potrpljenje in pomoč pri lektoriranju. Izjava Spodaj podpisani Kosta Kovačič, rojen 2.9.1979, izjavljam, da sem doktorsko delo izdelal samostojno pod vodstvom mentorja. Izkazano pomoč drugih sodelavcev sem v celoti navedel v zahvali. Kosta Kovačič 6 Literatura 1. PLETERŠEK, Anton, „Načrtovanje analognih integriranih vezij v tehnologijah CMOS in BiCMOS", Založba FE in FRI, 2005. 2. FURLAN, Jože, „Osnove nelinearnih elementov", Fakulteta za elektrotehniko in računalništvo, 1991. 3. Kosta Kovačič, Anton Pleteršek, „Napajalni sistem baterijsko podprte RFID značke", Informacije MIDEM, 40(2010)2, ISSN 0352-9045, 2010 - v tisku. 4. PLETERŠEK, Anton. „Temperature independent low voltage reference source", US7282901 B2 2007-10-16 : appl. no. 10/563,858, Jul. 9, 2003. Alexandria (Virginia): US Patent Office, 2007. 5. Michiel A. P. Pertijs, Kofi A. A. Makinwa, and Johan H. Huijsing, „A CMOS Smart Temperature Sensor With a 3o Inaccuracy of 0.1 °C From -55°C to 125°C", IEEE Journal of solid-state circuits, VOL. 40, no. 12, 2005. 6. Jeremy Landt, Barbara Catlin, „Shrouds of Time, The history of RFID ", AIM, Inc. 2001. 7. Klaus Finkenzeller, „RFID Handbook, Fundamentals and applications in contactless smart cards and identification", 2003, John Wiley & Sons, Ltd. 8. Kosta Kovačič, Anton Pleteršek, Andrej Vodopivec, Willian Peyton Roberts, Oluf Alminde, „Postopek za varno obstojno beleženje v aktivni RFID nalepki procesa v oblepljenem predmetu", 2009, Patentna prijava P2009 0 0006. 9. Kosta Kovačič, Vinko Kunc, Andrej Vodopivec, „Nalepka za brezkontaktno identificiranje z izpopolnjenim komuniciranjem med nanjo galvansko priključenim zunanjim logičnim elementom in izpraševalnikom ter postopek za takšno komuniciranje", 2009, Patentna prijava P2009 0 0055. 10. Anton Pleteršek, Kosta Kovačič, Andrej Vodopivec, „Postopek za zajemanje in oblikovanje signalov zunanjih senzorjev z RFID pametno nalepko in vezje za izvajanje tega postopka", 2009, Patentna prijava P2009 0 310. 11. Kosta Kovačič, Anton Pleteršek, Andrej Vodopivec, „Postopek za baterijsko in pasivno napajanje RFID nalepke in preklopno vezje za izvajanje tega postopka", 2009, Patentna prijava P2009 0 309. 12. B. Abali, H. Franke, M. E. Giampapa: „Method and aparathus for automated measurement of properties of perishable consumer products", Patentna objava PCT WO 00/45331, 2000. 13. S. K. Howel, I. Butler: identification tag with environmental sensong faccility", Patentna objava GB 2308947 A, 1997. 14. P. Sorrels, S. Poulin, L. Furey, S. Alexander: "Radio identification tag device with sensor input", Patentna objava US 6720866 B1, 2004. 15. N. Batra: "RFID sensor tag with manual modes and functions", Patentna objava PCT WO 145911, 2007. 16. L. W. Kueckendahl: "Data capture and logging with passive data transmission", Patentna objava WO 01/84581 A1, 2001. 17. Heinrich Harley Kent, "RFID tag having combined battery and passive power source", Patentna objava US 6944424 B2, 2005. 18. James D. Cook, Richard L. Dale, „Combined RF tag and SAW sensor", Patentna objava WO 2007011377 A2, 2005. 19. Peter Mccarthy, „Wearable motion sensor device with RFID tag", Patentna objava GB 2428802 A, 2007. 20. G. Wang and G. C. M. Meijer, "Temperature characteristics of bipolar transistors fabricated in CMOS technology," Sensors and Actuators A, vol. 87, pp. 81-89, Dec. 2000. 21. G. C. M. Meijer, "Thermal sensors based on transistors," Sensors and Actuators, vol. 10, pp. 103 125, Sep. 1986. 22. F. Fruett, G. C. M. Meijer, and A. Bakker, "Minimization of the mechanical-stress-induced inaccuracy in bandgap voltage references," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 38, no. 7, pp. 1288-1291, Jul. 2003. 23. Rudy J. Van De Plassche: "CMOS Integrated Analog-to-Digital and Digital-to-Analog Converters ", Kluwer Academic Publishers, 2003. 24. International standard ISO/IEC 15693-3," Identification cards - Contactless integrated circuit(s) cards - Vicinity cards - Part 3: Anticollision and transmission protocol", ISO-IEC, 2001. 25. R. R.Hogervorst, J.H.Huijsing, „Design of Low-Voltage, Low-Power Operational Amplifier Cells", Kluwer Academic Publishers, 1996.